Constitution de la diode à jonction PNUne diode est formée d'une jonction PN accessible par deux contacts ohmiques : le

contact relié à la zone P est appelé anode et celui relié à la zone N cathode.

L'ensemble est enfermé dans un boîtier; pour les faibles puissances, celui-ci se réduit à un enrobage de résine. Pour les fortes puissances, la jonction est pressée

entre deux plaques de cuivre pour assurer

une répartition régulière du courant dans toute la section; l'ensemble est placé dans un boîtier métallique pour faciliter les échanges thermiques entre la jonction et l'air

ambiant.

Plusieurs technologies sont utilisées pour réaliser la jonction.

simple diffusion : sur un cristal de silicium dopé N, on dépose par oxydation une couche silcie ce isolante; on réalise un masque de gravure permettant de pratiquer une fenêtre dans cette couche; à travers cette fenêtre on diffuse des impuretés de type accepteur pour former un îlot P+ (+ signifie fort dopage). On métallise ensuite les parties P pour former l'anode et N pour former la cathode. Cette méthode est surtout utilisée dans les circuits intégrés.

double diffusion : sur un cristal de silicium dopé N+, on crée une zone faiblement dopée N-; on termine alors la diode comme précédemment. Cette méthode de diffusion permet d'avoir une meilleure tenue en tension inverse; la jonction réalisée est de type progressif. L'inconvénient de cette méthode est de mal maîtriser l'épaisseur des couches donnant ainsi une forte dispersion des caractéristiques de la diode dans une même référence.

diode épitaxiale : sur un cristal de silicium dopé N, on fait croître successivement des zones N- et P+; un dépôt de verre sur les bords isole la jonction et évite sa pollution par des

impuretés extérieures. On obtient par cette méthode des jonctions abruptes d'épaisseur bien contrôlée.

Le mode de fabrication influe sur les caractéristiques de la diode tant en régime statique (tension de seuil, tenue en tension inverse, courant de fuite inverse...) qu'en régime dynamique.

2 Etude statique de la diode à jonction Nous étudions la diode en régime continu, toutes les grandeurs étant constantes dans le temps.

 

2.1 Caractéristique statique

Une diode D est polarisée par une source de tension continue variable Vp en série avec une résistance R. Soit V la d.d.p anode-cathode de la diode et I l'intensité du courant direct.

Lorsque la tension Vp est négative, la jonction PN est bloquée; le courant inverse Ir = - I est théoriquement égal au courant de saturation Is tant que la tension n'atteint pas la valeur critique de la jonction. En réalité ce courant augmente avec la tension en raison de la génération de paires dans la zone de déplétion. Le

volume cette zone augmentant avec la tension inverse, il s'ajoute au courant de saturation un courant dû à la génération de porteurs; ce courant est proportionnel à |V|. Lorsqu'on dépasse la tension de claquage, le courant inverse croît rapidement et la jonction est détruite.

Lorsque la tension Vp est positive, la jonction est traversée théoriquement par le courant direct d'expression I = Is.[exp(V/UT)-1]; en réalité, la loi de variation du courant est plus complexe comme on l'a vu au chapitre 3.

La fig.3.a donne l'allure de la caractéristique statique V(I); les fig.3.b et 3.c donnent le détail de cette caractéristique respectivement pour les tensions inverses et pour les faibles tensions directes .

La diode est de type 1N4148 et le tracé est fait à partir du simulateur SPICE.

Caractéristique statique :

Caractéristique inverse :

Caractéristique directe :

2.2  Modèle statique d'une diode

La diode est un dipôle non linéaire; pour pouvoir étudier plus facilement les circuits contenant des diodes, nous allons chercher à obtenir un modèle linéaire par intervalles:

      Lorsque la diode est en polarisation inverse, le courant inverse est de quelques nA à quelques mA suivant le courant direct maximal de la diode; par exemple pour une diode BYX 67-600, le courant direct peut atteindre 30 A alors que le courant

inverse ne dépasse pas 10  mA pour la tension inverse maximale. Nous pourrons donc dans la plus part des cas négliger ce courant et considérer que

une diode polarisée en inverse est modélisée par un interrupteur ouvert

      Lorsque la diode est polarisée en direct et que la tension est suffisante, la caractéristique de la diode devient quasi linéaire.

Nous pouvons alors la remplacer par la droite en trait gras de la figure 4.a; la pente de cette droite est 1 / Rs et l'équation de la droite

V = Vs + Rs.I; le dipôle de la fig.4.b formée d'une source de tension continue Vs en série avec la résistance Rs a la même équation; il est donc équivalent à la diode.

Sur la fig.3.c, nous pouvons tracer la droite modélisant la caractéristique et lire Vs =0,78 V  ;

Rs =(0,90-0,78) / 0,1 = 1,2

Nous pouvons adopter un modèle plus simple lorsque la résistance Rs est négligeable devant les autres résistances du circuit en série avec la diode; en négligeant Rs , nous obtenons la fig.4.c; la diode possède alors deux états :

            elle est bloquée tant que V < Vs ; cet état est caractérisé par un courant nul; la diode est équivalente à un interrupteur ouvert.

            elle est passante pour I > 0; cet état est caractérisé par V = Vs ; la diode est équivalente à une f.c.é.m.

Lorsque la tension de seuil est négligeable devant les tensions appliquées au circuit, par exemple lorsque la diode est alimentée par le réseau EDF 220V, nous pouvons négliger également la tension de seuil. Nous obtenons la caractéristique statique de la fig.4.d; la diode est alors dite idéale ou parfaite.

La diode se comporte alors comme un interrupteur ouvert pour V < 0 et comme un interrupteur fermé pour I > 0.

 

2.3 Limites d'emploi d'une diode

Lorsqu'une diode est polarisée en inverse, le courant qui la traverse est négligeable; la seule limite d'emploi vient alors de la tension de claquage.

Lorsque la diode est polarisée en direct, la tension à ses bornes est peu différente de Vs ; la puissance dissipée dans la diode est P = Vs I ; cette puissance doit être limitée pour que la dissipation de chaleur n'entraîne pas une élévation de température détruisant la diode. Nous devons donc limiter l'intensité directe.

Pour lire les caractéristiques d'une diode dans un document constructeur, nous devons connaître la norme employée. Les grandeurs sont désignées par une majuscule, V pour la tension, I pour l'intensité.

Ces majuscules sont accompagnées d'une suite d'indices précisant les conditions de mesure de ces grandeurs.

      Le premier indice est : F pour Forward s'il s'agit d'un fonctionnement en polarisation directe et R pour Reverse s'il s'agit d'un fonctionnement en polarisation inverse.

      Le deuxième indice indique la caractéristique de la grandeur :AV pour AVerage = valeur moyenne, RMS = valeur efficace,

RM = Repetitive Max s'il s'agit d'une valeur maximale que l'on peut répéter périodiquement, SM = Surge Max s'il s'agit d'une valeur maximale accidentelle que l'on ne doit pas répéter.

Par exemple pour une diode BYX 67-600, on lira:

  VRRM = tension inverse répétitive maximale = 600 VIFAV = courant direct moyen = 30 AIFSM = courant direct accidentel maximal = 300 A pendant 10 ms.IR = courant inverse = 10 mA à VRRM

VF = tension directe = 1,5 V à IF = 30 A

On trouve également dans les caractéristiques la contrainte thermique I².t, par exemple 450A².s pour la diode ci-dessus; cette grandeur permet de choisir un fusible de protection de la diode en choisissant une intensité et une contrainte thermique du fusible inférieures à celles que peut supporter la diode.

 

2.4 Étude de circuits avec diodes

Lorsqu'un circuit comporte une ou plusieurs diodes, la résolution des équations du circuit impose de connaître la caractéristique V(I) de la diode; cette caractéristique admet un modèle différent suivant les zones de fonctionnement; le plus souvent nous utiliserons le modèle simplifié de la fig.4.c caractérisé par :

            Si la condition V < Vs est satisfaite, alors l'état de la diode est caractérisée par I = 0

            Si la condition I > 0 est satisfaite, alors l'état de la diode est caractérisé par V = Vs .

Le problème semble à priori sans solution puisque pour calculer les grandeurs il faut connaître l'état de la diode et pour connaître cet état, il faut posséder la valeur de la tension ou du courant.

Nous sommes donc obligé de raisonner par hypothèses successives. Soit D1, D2, D3... les diodes du circuit, nous faisons une première hypothèse sur leur état, par exemple H1 = toutes les diodes sont bloquées. Nous savons alors que les intensités I1, I2 , I3 ... sont nulles; ces résultats combinés avec les équations des noeuds et des mailles du réseau permettent la résolution. Nous calculons toutes les grandeurs électriques et en particulier les tensions V1,V2 ,V3 ... aux bornes des diodes.

L'hypothèse H1 sera validée si toutes ses tensions sont inférieures à la tension de seuil Vs ; le calcul est alors terminé.

Si une de ces tensions est supérieure à la tension de seuil, l'hypothèse H1 et tous les résultats obtenus sont à abandonner. Il faut faire une autre hypothèse en changeant l'état d'une diode; par exemple on fera l'hypothèse H2 = D1 est passante, D2, D3... sont bloquées. On sait alors que V1 = Vs et que

I2 = I3 = ... = 0; on refait le calcul du réseau et on doit vérifier simultanément que I1 > 0, V2 < Vs ... Si toutes les conditions ne sont pas validées, il faudra faire une troisième hypothèse et ainsi de suite jusqu'à ce que les conditions d'état correspondantes à l'hypothèse soient simultanément vérifiées.

 Exemple 1

Étudions le circuit ci-dessous en supposant que la tension de seuil des deux diodes est Vs = 0,7V.

On donne E = 10 V ; E' =5 V; R = 100 .

Les équations du réseau sont : J = I + I' ; E = V + R.J ;

E' = V' + R'.J;

nous constatons que, sans les caractéristiques des diodes nous n'avons que trois équations pour cinq inconnues et que la résolution directe est impossible.

 

Raisonnons par hypothèses:

     H1 = D et D' sont bloquées; l'état des diodes impose I = I' = 0 donc J = 0 et V = E = 10 V, V' = E'=5 V; les tensions des deux diodes étant supérieures à 0,7 V, la condition de l'état bloqué n'est pas satisfaite et l'hypothèse H1 doit être abandonnée.

     H2 = D est bloquée et D' est passante; l'état des diodes impose I = 0 et V' = 0,7 V; les équations donnent J = I' = ( E'-V') / R = 43 mA V = E - R J = 5,7 V. I' > 0 correspond bien à D' passante mais

V = 5,7 V valeur supérieure à Vs ne correspond pas au blocage de D; l'hypothèse H2 est abandonnée.

     H3 = D est passante et D' est bloquée; l'état des diodes impose V = 0,7 V et I' = 0; nous en déduisons I = J = 93 mA et V' = E'-RJ = -4,3 V. I > 0 correspond bien à D passante et V'< 0 à D' bloquée; l'hypothèse H3 est validée et le calcul est terminé.

Il y avait à priori quatre hypothèse possibles pour ce circuit; on a choisi ici les hypothèses au hasard ce qui nous a amené à en étudier trois sur quatre; on aurait pu réfléchir rapidement et éliminer H1 sans calcul : les diodes ont une tension positive sur l'anode; si elles sont bloquées aucun courant ne circule et les cathodes des diodes sont au potentiel 0; on voit que V = E donc que l'hypothèse est à rejeter. La diode D ayant le plus fort potentiel d'anode il est judicieux d'examiner en premier H3 plutôt que H2; on peut donc arriver au résultat avec un seul calcul.

3 Etude dynamiqueNous étudions maintenant la diode en régime variable. Pour simplifier l'étude, nous allons raisonner sur une diode P+N, c'est à dire que la zone P de la jonction est beaucoup plus fortement dopée que la zone N; dans ce cas, le courant dans la jonction ne sera quasiment dû qu'aux trous. L'étude ainsi faite peut être facilement étendu à une jonction PN en étudiant de la même manière le comportement des électrons.

3.1 Modélisation en "petits signaux"

Nous appliquons à la diode une tension variable v(t) = Vo+ va(t), Vo étant une tension continue dite de polarisation et va une tension variable; le courant est alors de la forme i(t)=Io+ia (t). L'hypothèse "petits signaux" veut dire que l'amplitude de va est petite devant Vo.

      Résistance dynamique : le signal variable étant d'amplitude faible devant le signal de polarisation, la caractéristique de la diode peut être linéarisée au voisinage de Vo et l'on a va = rd ia ; 1 / rd est la pente di / dv de la caractéristique.

Pour les faibles courants, la caractéristique de la diode est de la forme

    ; si Vo >> UT, cette équation devient

.

Pour des courants forts, la caractéristique de la diode est de la forme

  ;

      Capacité de stockage : l'injection de porteurs majoritaires crée une charge stockée . Dans l'hypothèse d'une jonction P+N, on ne considère que la charge Qsn stockée dans la zone N par les trous injectés de la zone P+; nous avons vu  au chapitre 3, qu'en régime continu, Qsn = p IDp(0); en polarisation directe, le courant total Io est quasi égal au courant de diffusion des trous donc Qsn = p Io. La variation va de la tension entraîne une variation de courant ia = va / rd donc une variation de charge stockée Qsn = p.ia = ( p / rd ). va ; cette variation peut être modélisée par une capacité Cs dite de stockage, telle que Qsn = Cs va ; il vient donc Cs = p / rd .

      Modèle de la diode

Pour de petits signaux variables, la diode admet le modèle équivalent de la fig.7:

      r modélise la résistance des zones P+ et N, généralement négligeable devant rd.

      rd est la résistance dynamique

      Cs modélise la charge stockée Qsn

      Ct modélise la charge stockée dans la zone de transition

Ces paramètres sont fonction des grandeurs de polarisation Vo et Io.

En polarisation inverse, rd est quasi infinie et Cs << Ct ; en polarisation directe r << rd et Ct << Cs .

 

3.2 Réponse à un échelon de tension

La tension va varie en t = 0 de va1 à va2 = va1 +va( fig.8.a) ; d'après la relation de Boltzmann, la concentration excédentaire de trous injectés dans la zone N augmente de p' et il se crée un fort courant de diffusion Ip (0). La capacité Cs court-circuite rd et le courant n'est plus limité que par r, augmentant donc de va / r . A l'instant t , p'(x) est donné par la fig.8.b; comme dp' /dx diminue quand x augmente, le courant de diffusion Ip(x) diminue; pour assurer la continuité du courant ia, cette diminution est compensée par un courant In d'électrons provenant du générateur de polarisation pour compenser les trous injectés : Ip(x) + In (x) = Ip (0).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Au fur et à mesure que les trous diffusent, le courant de diffusion diminue ( fig.8.c à  l'instant 2.t ) pour atteindre un régime permanent lorsque la charge stockée a

augmenté de Qsn=Cs.va ; le courant prend alors la valeur ia2 = ia1 +ia avec ia = va / rd ( fig.8.e).

Si on appliquait un échelon de courant, un raisonnement similaire montrerait que u augmente exponentiellement de va1 à va1 + va avec va = ia . rd .

 

3.3 Commutation de la diode

Nous étudions maintenant les phénomènes apparaissant lors de la commutation de la diode, c'est à dire lors du passage de l'état bloqué à l'état passant ou lors du passage inverse.

Le montage utilisé pour tester la commutation est représenté ci-contre :

Le générateur continu Ed et la résistance R fixent le courant direct IF à l'état passant. Le générateur Ei fixe la tension de blocage. L'inductance L fixe la vitesse de variation di / dt durant les phases transitoires.

 

3.3.1 Mise en conduction de la diode

A t = 0-, l'interrupteur K est en position 2 depuis suffisamment de temps pour que le régime permanent de blocage soit établi; le courant i est nul et la tension v égale à -Ei.

A l'instant t = 0, nous basculons K en position 1.

Le régime permanent à l'état passant correspond au courant iF = (Ed - VF) / R, la tension VF étant légèrement supérieure à la tension de seuil.

La diode étant initialement bloquée, elle présente une large zone de transition vide de porteurs libres et possédant une charge d'espace +Q du côté N et -Q du côté P. Pour établir le courant direct dans la diode, il faut successivement :

     détruire la barrière de potentiel en neutralisant la charge d'espace par injection de porteurs

     établir le flux de porteurs majoritaires pour stocker la charge Qsn.

Nous obtenons les graphes de la fig.10 :

Sur la fig.10.a, nous avons un faible niveau d'injection et une inductance L négligeable. Nous voyons sur le courant l'effet capacitif de la jonction, créant un dépassement de courant qui atteint la valeur (Ed +Ei )/ R.

La tension augmente progressivement au fur et à mesure de la diminution de la barrière de potentiel. Le temps de fermeture tfr est défini en rapport avec l'excursion totale de tension V = VF+Ei ; c'est le temps mis pour la tension pour passer de -Ei + 10% de V à VF - 10% de V .

A la fin de ce temps, la capacité de transition est quasi nulle et il reste à charger Cs par l'injection des porteurs. Le courant Ip augmente mais cela n'apparaît pas car i est fixé par Ed et R; la différence entre Ip et i est compensée par le courant d'électrons venant du contact de cathode pour garder la neutralité de la zone N.

Sur la fig.10.b, nous utilisons un fort niveau d'injection et une inductance L non négligeable. L'inductance L fixe la vitesse de croissance du courant; sur la tension v, nous voyons apparaître une surtension VFP; cette surtension est due à l'inductance parasite de la diode mais surtout à la résistance élevée des régions neutres; au début de l'injection la densité de porteurs majoritaires est celle de l'équilibre et le fort courant qui circule crée une chute de tension importante venant s'ajouter à la tension appliquée. Ensuite, l'injection augmente le nombre de porteurs majoritaires et la résistance des zones neutres diminue. Ce phénomène est plus marqué lorsque la jonction possède une zone N- peu dopée. Le temps de fermeture est alors défini comme le temps au bout duquel la tension directe v redevient inférieure à 2 volts.

Le temps de fermeture dépend de la "rapidité" de la diode, du courant direct IF , de sa vitesse de croissance; ce temps peut varier de 100 ms à 100 ns suivant les diodes.

Par exemple pour une diode BYX 67-600,  tfr = 1,2 µs et VFP = 10 V pour IF = 30 A avec une vitesse de croissance di/dt = 10 A/µs.

3.3.2 Blocage de la diode

Le régime permanent de conduction étant atteint, nous avons i = IF et v = VF; à l'instant t' = 0, nous basculons l'interrupteur K en position 2 pour bloquer la diode.

Pour bloquer la diode il faut :

     évacuer les porteurs majoritaires injectés par le courant direct; ces porteurs forment une charge Qs proportionnelle au courant direct.

     reconstituer la barrière de potentiel en rétablissant la charge d'espace. La charge à reconstituer Qr dépend de la tension de blocage.

Au total, il faut déplacer la charge de recouvrement inverse Qrr = Qs + Qr . Cette charge varie de 10 nC à 10 µC suivant le type de diode, le courant direct et la tension de blocage.

Le blocage se fait en plusieurs phases suivant la fig.11:

     première phase : de 0 à t'1 le courant i décroît avec une pente di / dt = - Ei / L imposée par le circuit extérieur. Durant cette phase, la tension subit une faible discontinuité puis s'annule. Lorsque le courant i passe à zéro, la charge n'est pas toute déplacée d'où l'inversion du courant. Tant que la charge stockée n'est pas évacuée p'(0) > 0, la loi de Boltzmann implique que la tension aux bornes de la jonction reste faible. Le courant se maintient donc à -IRM jusqu'à disparition de Qs.

     deuxième phase : de t'1 à t'2, le courant augmente avec une pente dir / dt fixée par la diode; le changement de pente du courant crée une surtension négative : -ViM = -Ei - L.dir / dt. Cette phase correspond au recouvrement de la charge Qr . En t'2 le blocage est terminé :

on retrouve v = - Ei et i = 0.

La charge recouvrée Qrr est approximativement représentée par l'aire hachurée.

Le temps de blocage est défini par le temps de recouvrement  inverse trr correspondant au temps durant lequel le courant est négatif. Ce temps dépend de la "rapidité" de la diode, du courant direct, de la tension inverse et de la vitesse de décroissance du courant direct. Pour diminuer ce temps, on doit faciliter les recombinaisons de porteurs en diminuant leur durée de vie; pour cela, on peut introduire des centres de recombinaison par ionisation dans la zone N-. Mais en diminuant ce temps, on augmente la chute de tension directe.

Une diode est dite rapide si ce temps est compris entre 100 et 500 ns dans les conditions nominales d'utilisation; elle est dit ultra-rapide si le temps de recouvrement est inférieur à 100 ns; la forme du courant durant le recouvrement est fonction de la douceur de la diode.

La douceur est définie par le rapport S (= Softness) = tb / ta ; plus ce rapport est grand plus la diode est "douce", plus il est faible et plus elle est "dure". Le retour à zéro peut s'accompagner d'oscillations de l'intensité et de la tension; la diode est alors dite snap off.

 

3.3.4 Choix d'une diode de commutation

Le circuit extérieur impose à la diode les vitesses de croissance et de décroissance du courant; à la mise en conduction, une croissance rapide du courant jusqu'à des valeurs élevées peut créer une surtension VFP importante. Au blocage, une décroissance trop rapide du courant crée un courant inverse IRM élevé et une forte tension inverse ViM pouvant provoquer le claquage de la diode; pour les diodes

douces, la puissance dissipée dans la diode durant le recouvrement est importante; pour les diodes dures, on crée des oscillations parasites dans le montage.

Même si ces phénomènes sont sans danger pour la diode, les phénomènes transitoires en intensité et en tension se reportent généralement sur d'autres composants du montage et peuvent provoquer leur destruction; il faut donc choisir des composants adaptés aux conditions de commutation imposées.

3.3.5 Protection contre les surtensions

Les inductances parasites du montage créent au blocage de la diode des oscillations gênantes et une forte surtension inverse pouvant entraîner le claquage de la diode. Un circuit R - C placé aux bornes de la diode permet d'atténuer ces défauts:

Le calcul de ce réseau est assez complexe; on doit prendre en compte la tension Ebloc appliquée au blocage, le courant de recouvrement inverse IRM qui circule dans la diode au moment où se produit la surtension et l'inductance L du circuit.

En posant  et , on peut utiliser le graphe de la fig.14 pour déterminer les composants; on se fixe la tension inverse maximale VRM que supportera la diode durant son blocage et on lit k et x sur le graphe et on en déduit R et C.

Par exemple pour une diode BYX 67-600 avec Ebloc = 220 V, IRM = 6 A et L = 1 µH, si on veut limiter la tension inverse à 400 V, on a VRM / Ebloc = 1,82 ; sur le graphe on lit x = 1,5 et k = 0,5 . On en déduit R = x. Ebloc / IRM = 55 et C = k.L/ (Ebloc / IRM)² = 372 pF. On peut prendre les valeurs normalisées 56 et 390 pF.

4 Diode Schottky

La technologie des diodes Schottky exploite la barrière de potentiel qui se crée au contact entre un métal et un semi-conducteur généralement de type N pour obtenir des diodes ayant un faible seuil de conduction et une très grande rapidité.

4.1 Barrière de potentiel métal - semi-conducteur

Représentons sur la figure ci-dessous les structures des niveaux d'énergie d'un métal et d'un semi-conducteur de type N lorsqu'ils sont isolés :

      dans le métal, le niveau de Fermi WFm se situe dans la bande de conduction; les électrons libres occupent les places en dessous de ce niveau. Le travail de sortie Wm est l'énergie minimale qu'il faut communiquer à un électron pour lui faire quitter le métal; cette énergie est la différence entre le niveau d'énergie dans le vide et le niveau de Fermi.

      dans le semi-conducteur N, le niveau de Fermi WFs est situé près de la bande de conduction. Le travail de sortie Ws est plus faible que pour le métal. L'affinité électronique s est la différence d'énergie entre le niveau du vide et le niveau inférieur de la bande de conduction; elle est peu différente de Ws.

Lorsqu'on réalise la jonction du métal et du semi-conducteur, les niveaux de Fermi des deux composants s'alignent. La différence des travaux de sortie crée une barrière de potentiel de hauteur Vt telle que Vt = (Wm - Ws / e; les électrons majoritaires de la zone N diffusent dans le métal laissant des atomes donneurs ionisés positivement. Il se crée donc une zone de charge d'espace dans la partie N.  Cette partie étant dopée avec une densité Nd, nous avons une variation du potentiel  avec la distance x à la jonction : d²V/dx² =- e.Nd/ soit V =-e.Nd.x²/2.+ Cste. Si nous appelons L la largeur de la zone de déplétion et VN le potentiel de la zone N, il vient : V = - e.Nd. (x - L)² / .2  + VN.

Lorsqu'on applique une différence de potentiel négative entre le métal et le semi-conducteur, la barrière de potentiel n'est quasiment pas affectée contrairement à la jonction PN; en effet le champ électrique lié à cette d.d.p peut s'établir dans la partie N de résistance beaucoup plus grande que le métal.

Lorsqu'on applique une tension directe Vd  ( + côté métal et - côté semi-conducteur), la densité d'électrons à la limite de la zone de déplétion côté N est

n = neq.exp(Vd/UT) comme dans une jonction PN, avec UT = k.T/ e ; pour calculer la densité de courant JSM créée par les électrons passant du semi-conducteur au métal, il faut prendre en compte tous les électrons situés dans le volume de section unité et de longueur égale à la vitesse moyenne vmoy : JSM=e.n.vmoy  il faut cependant limiter le calcul aux électrons ayant une composante de vitesse négative suivant Ox et de valeur absolue suffisante pour pouvoir franchir la barrière de potentiel. La vitesse limite est telle que l'énergie cinétique lui permette de franchir la barrière Vt diminuée de la polarisation directe: m.v²

lim / 2 = e ( Vt - Vd ). En tenant compte de la loi de distribution des vitesses, il vient JSM = R.T².exp(Vt / UT ).exp(Vd / UT ) , R étant la constante de Richardson dépendant du semi-conducteur ( R = 1,1.106 A.m-

².K-² pour le silicium)

La densité de courant JMS d'électrons passant du métal au semi-conducteur est indépendante de la polarisation; le courant total étant nul pour Vd = 0, nous avons JMS = - JSM (Vd = 0) = R.T2. exp( Vt / UT ); ce courant est dit aussi courant de saturation Js . L'expression du courant est donc semblable à celui d'une diode à

jonction PN : Jd = Js.[ exp(Vd / UT ) - 1]. La caractéristique statique de la jonction est donc de la forme Vd = UT.Ln(Jd / Js) + Rs.Id, Rs étant la somme des résistances de la partie N et des connexions.

4.2 Réalisation d'une diode Schottky

La fig.2 donne la structure d'une diode utilisant la barrière métal-semi-conducteur.

Sur un substrat de type N très fortement dopé pour diminuer sa résistance, on place une couche N- formant la partie semi-conductrice de la barrière; cette zone est faiblement dopée pour avoir une résistance assez élevée pour supporter le champ électrique. Dans cette zone on diffuse un anneau dopé P+ pour former une diode à jonction P+ N-. On dépose ensuite la couche métallique formant la barrière

( chrome, platine, molybdène...) puis on métallise les connexions d'anode et de cathode.

La diode P+ N- vient en parallèle sur la jonction Schottky; en polarisation directe, sa tension de seuil étant plus grande que celle de la jonction métal-semi-conducteur, cette diode ne conduit pas; en inverse sa tension de claquage est inférieure à celle de la jonction Schottky; c'est donc cette diode qui fixe la caractéristique inverse, donnant un fonctionnement plus fiable que la jonction Schottky , celle-ci ayant un claquage peu franc.

L'épaisseur de la zone N- fixe la tenue en tension inverse; plus elle est épaisse et plus la tension inverse maximale est élevée mais plus la résistance directe de la diode est élevée.

4.3 Utilisation

Les diodes Schottky sont utilisées en raison de leur faible chute de tension directe et de leur rapidité.

      les diodes à mince couche N- ont une tension inverse faible (10 à 50 V) et une chute de tension directe de 0,3 à 0,8 V. La faible hauteur de la barrière de potentiel est intéressante dans les montages basse tension. Supposons par exemple que l'on alimente une charge à travers une diode; la tension d'alimentation est de 5 V et le courant de 10 A. Si on utilise une diode à jonction PN, la chute de tension sera de l'ordre de 0,9 V et la puissance dissipée dans la diode de 9 W; la source fournit 50 W et la charge reçoit 41 W; la diode introduit 22 % de pertes; si nous utilisons une diode Schottky, la chute de tension peut être limitée à 0,5 V donc les pertes dans la diode à 5 W; la charge reçoit alors 45 W soit seulement 11 % de pertes. Le changement de diode a permis de gagner 11 % sur le rendement.

      les diodes à épaisse couche N- peuvent tenir des tensions inverses élevées (200 à 1000 V); leur résistance étant plus élevée, la chute de tension directe est de l'ordre du volt comme dans les diodes à jonction PN. Mais dans les diodes Schottky, la conduction est due aux porteurs majoritaires; il n'y a donc pas de phénomène de stockage de porteurs dans la jonction. Ce type de diode est utilisé pour sa grande rapidité avec des temps de commutation de l'ordre de 50 ns.