caractérisation et performance des antennes u.w.b-

CCaarraaccttéérriissaattiioonn eett ppeerrffoorrmmaannccee ddeess AAnntteennnneess UU..WW..BB

M.BELMEKHFI Ahmed

M.AMEUR Amine

MM..KKAAIIDD OOMMAARR

Je dédie ce modeste travail

A mon cher père. A ma chère mère.

A mon frère et mes sœurs, A toute la famille : Bakali.

A toute la promotion IGE 28 surtout mon binôme AMEUR.

A tout mes amis surtout : BEDDIAR Ahmed, BEDDIAR Mohamed

, BELMEKHFI Maamar, RAKHROUKH et MAMMAD. Et en fin à tous ceux qui m’ont aidé durant ma vie Estudiantine

Belmekhfi Ahmed.

ii

Dédicaces Je dédie ce modeste travail particulièrement :

A ma maman, A celle qui a tout souffert, sans me faire souffrir, Qu’elle trouve dans ce mémoire le témoignage de ma reconnaissance et de mon

affection pour tous les sacrifices, l’extrême amour et la bonté, Qu’elle m’a offert pour mevoir réussir ;

A mon papa, A l’homme que je dois ma réussite, mon bonheur, et tout le respect ; Qu’il trouve ici l’expression de mon affection et une récompense

des sacrifices consentis pour moi. A mes chers frères, A ma chère sœur,

A toute ma famille ; A tous mes amis ; A mon binôme Ahmed dont l’apport dans notre travail est inestimable ;

A toutes la promotion IGE 28 ; A toutes les promotions lesquelles j’ai rencontre;

A tous ceux qui m'aiment; et tous ceux que j’aime.

Amine .Kamel

iii

Nous tenons d’abord à remercier à ALLAH.

Nous remercions de tout cœur notre encadreur Mr KAID OMAR pour tous ses

conseils et directives qui nous ont permis de mener à bien ce projet

Nous remercions M. TIENTI, M. GOURARI et M. AZIZOU qui ont bien voulu

nous faire l’honneur en acceptant de juger ce modeste travail.

Nous exprimons enfin nos gratitudes à tous les enseignants de l’Institut de

Télécommunications qui ont contribués à notre formation.

Nous adressons nos remerciements à ceux qui nous ont aidés de prés ou de loin.

AMEUR et BELMEKHFI

iv

Listes des figures etdes tableaux……………………………………………………………...

INTRODUCTION GENERALE ………………………………………………...……....… 1

CHAPITRE I :L’ETAT D’ART DE LA TECHNOLOGIE UWB.

I.1 Introduction ………………….……………………..........................................................2

I.2 - Définition de l’UWB …………….………......…………………………………….......2

I.3 - Caractéristiques de la technologie UWB……………….………………………………3

I.4 - Historique de l’UWB…………………………...............................................................3

I.5 - Applications de l’UWB……………………………………………………....….….….4

I.4.1 - Systèmes d’imagerie radar …………………………….…………………………4

I.4.2 - Systèmes radar de véhicule………………………………………….……….…...4

I.4.3 - Systèmes de communication ……….…………………………………………….4

I.6 - Réglementation et normalisation de l’UWB …...............................................................5

I.6.1- Problématique réglementaire UWB……………....................................................5

I.6.2 - Avancement des travaux….....................................................................................5

I.6.2. 1 - Réglementation Américaine…..…............................................................5

I.6.2. 2 - Réglementation Européenne …….............................................................6

I.6.2. 3 - Ailleurs dans le monde …….....................................................................7

I.7 - Panorama de cohabitation ………...................................................................................7

I.8 - Normes IEEE……………...............................................................................................7

I.9 - Principes de communication UWB…………………………………………...………..8

I.9.1 - Principe ……………………………………………………………..……………8

I.9.2 - Formes d'ondes UWB………………………….....................................................9

I.9.2.1 - MB-OFDM ……………............................................................................9

I.9.2.1 - DS-CDMA …………….............................................................................9

I.9.2.1 - La radio par impulsions IR-UWB............................................................10

I.10 - Conclusion………………….………………………………………………………..11

v

CHAPITRE II : Caractirisation est performences des antennes UWB

II.1- Introduction………………………………...…………………………………………12

II.2- Définition d’une antenne………….…………………………………………………..12

II.3- Les paramètres caractéristiques d’une antenne …...…………………………………12

II.3.1- Caractéristiques électriques des antennes ………………………………………12

II.3.2 - Caractéristiques de rayonnement des antennes……………….………...............14

II.4- Problématique de conception et de caractérisation des antennes UWB………………18

II.5 -Critères spécifiques de performances………………………………………….……...19

II.5.1 - Fonction de transfert et réponse impulsionnelle …………...…………………..19

II.5.1.1 – Antenne à l’émission……………..........................................................19

II.5.1.2 – Antenne à la réception ...........................................................................19

II.5.2. Définition de nouveaux critères…………............................................................21

II.6- Modélisation « système » ……………………………………………..……………...22

II.6.1- Introduction……………………………………….…………………………….22

II.6.2- Développement de la modélisation…...............................................................…23

II.6.2.1- Mise en forme du problème ………………………………….....……...23

II.6.2.2- Modèle en émission…………..................................................................24

II.6.2.3- Modèle en réception……………….........................................................25

II.6.2.4- Modèle de la transmission ….……………………...…………………...26

II.6.2.5- Conclusion ………………………………………….....…………..……27

II.7- Conclusion…………...………………………………………………………….…….27

CHAPITRE III : Les antennes UWB basées sur la technologie des antennes patch

III.1- Introduction………………………………………………..……………………..…..28

III.2- définition d’une antenne PATCH………….…………………………….…….…….28

III.1.1-Substrats…………………………….…………………………………………..28

III.2.2.1 - Caractéristiques …………….…………………………………………29

III.2.2.2 -Sélection du substrat…………………….……………………………..29

III.2.2-Éléments rayonnants…………………………………...……………………….29

III.3- Techniques d’alimentation…………………………...………………………………30

III.3.1- Alimentation par ligne micro ruban…………………………..…..……………30

III.3.2- Alimentation par une sonde coaxiale …………………...…………..…………31

vi

III.3.3- Alimentation couplée par fente (ouverture)... …………………………………32

III.3.4- Alimentation couplée par proximité …………………………………...………32

III.3.5- Comparaison entre ces différentes techniques d’alimentations…..….…...……33

III.4- Alimentations pour polarisations orthogonales ou circulaires……………………….33

III.4.1- Polarisations orthogonales ……………………………………….……...……..33

III.4.2- Polarisations circulaires……………...…………………………………...…….34

III.5- Élargissement de la bande des antennes micro-ruban………………………......……34

III.5.1- Méthode d’adaptation…………………………………………………………..35

III.5.2- Par modification de l’élément rayonnant ........................................................... 36

III.5.3- Technique d’alimentation ……...………………………………………………36

III.6- Conclusion ……………….…………………………...……………………………..37

CHAPITRE VI : Simulation

VI.1 - Introduction……………………………………………..…………….……………..38

VI.2 - Objective de simulation………………….………………………………………….38

VI.3 – Simulation ………………………………………………………………..………..38

IV.3.1- Antenne multicouche avec des éléments de rayonnement sous forme E ...........38

IV.3.2 - La simulation de l’antenne avec un élément rayonnant triangulaire ............... 43

IV.3.3 - Antenne rectangulaire avec alimentation microruban ...................................... 45

VI.4 - Conclusion……………………….………………………………………………….48

CONCLUSION GENERALE........................................................................................... .......

ABREVAITION........................................................................................................................

REFERENCE............................................................................................................................

INTRODUCTION GENERALE

Caractérisation et performances des antennes UWB 1

La technologie UWB (Ultra Large Bande) utilisée depuis le milieu des années 1960 dans des applications de type Radar, connaît un spectaculaire développement depuis qu’en 2002 la FCC, organe de régulation américain, a autorisé notamment l’utilisation gratuite de la bande de fréquence [3,1-10,6 GHz] pour les communications sans fil.

Rapidement, la technologie UWB est alors apparue comme la solution pour transmettre avec des débits dépassant le giga bit par seconde, soit plus d’un milliard d’informations binaires par seconde dans les télécommunications sans fils actuelles, mais aussi une solution pour pouvoir offrir de nouveaux services en intégrant en plus de la transmission des fonctions de détection et de localisation. En parallèle aux aspects réglementaires qui sont en cours partout dans le monde, une forte activité de développement et de normalisation réunit de nombreux acteurs, tant académiques qu’industriels, dans le but de faire émerger cette nouvelle technologie très prometteuse. Comme aucune contrainte technique n’a été imposée, toutes les solutions possibles peuvent être envisagées et les challenges à résoudre sont par conséquent extrêmement nombreux et présents à tous les niveaux de la conception, traitement de signal, composants, antennes, etc.

Face aux très nombreux travaux et publications sur les différentes thématiques liées à cette technologie en devenir, la question principale traitée dans ce projet est de déterminer une approche qui permette de tenir compte des propriétés spécifiques des antennes et leur performances dans l’analyse des systèmes UWB. Cette problématique se justifie principalement parce que les antennes ont un très fort impact dans les communications UWB et qu’il est nécessaire de tenir compte de leur influence. Par ailleurs, peu de travaux concernaient ce sujet jusqu’à présent parce que dans les systèmes à bande étroite les effets liés aux antennes sont de moindre importance. Notre objective est d’étudier les antennes UWB d’une façon permettant de donner des outils quantifiant leurs influences sur la chaine de transmission. Ailleurs la modélisation du système permet d’avoir une vision globale des différents blocs de la chaîne de transmission UWB de l’émetteur au récepteur sans oublier le canal de propagation et les antennes. Pour ca notre projet est articulé par la manière suivante : Le premier chapitre présente les principes, les applications et les enjeux de la technologie UWB. La vision proposée reste très générale et peu technique. Elle est plus orientée sur des aspects régulations et normalisations, et donne un aperçu synthétique global. Le deuxième chapitre concerne les antennes UWB et plus spécifiquement leur caractérisation et leur performance. Les caractéristiques classiques et spécifiques des antennes UWB sont soulignées. Ce chapitre est consacré à la question de la conception des antennes, ainsi qu’à l’analyse de leurs performances en insistant sur le caractère très spécifique de l’UWB. Il présente ensuite les particularités d’UWB, les critères usuels de performance, puis en indique de nouveaux mieux adaptés. Les deux dernières chapitres de ce projet concerne la partie applicatif des ces antennes. Alors la troisième chapitres est une étude générale sur les antennes patch et on cite les techniques de d’alimentation et les techniques d’élargissement la bande passante. Dans la partie simulation on a simulée quelque type des antennes patch ; on mante en fréquence et en cherche a augmenté la bande passant du l’antenne en appliquent les techniques que on a les cités dans la troisième chapitre.

Enfin, des éléments de conclusion dans la continuité de ce travail sont donnés dans la dernière partie.

Chapitre I L’état de l’art de la technologie UWB


1- Introduction :

L’UWB est une nouvelle technologie en plein développement. Elle est devenue l’un des principaux axes de développement et de recherche dans le domaine des communications sans fil lorsqu’en février 2002 la FCC, organe de régulation américain, a autorisé son utilisation. De nouveaux défis scientifiques et techniques étaient lancés en raison de l’aspect spécifique des systèmes UWB et de ses perspectives d’applications très prometteuses (débits dépassant le G bit/s et nouveaux services intégrant en plus de la transmission d’informations des fonctions de localisation et de détection). La communication UWB est assez bien positionnée par rapport à ses concurrents (802.11x, Bluetooth bas débit) grâce à ses propriétés de haut débit, basse consommation et faible coût. Ce chapitre sera articulé de la façon suivante. Nous commençons par un Définition de l’UWB et nous donnons un bref historique et un aperçu des applications envisagées. Ensuite, nous présentons l’état des lieux des aspects réglementation et normalisation. Enfin, les principes de communication de l’UWB et des éléments de conclusion sont donnés dans la dernière partie.

2- Définition de l’UWB :

L’acronyme UWB signifie Ultra Wideband, est un terme générique utilisé pour représenter une technique d’accès radio qui a été étudiée sous différentes appellations. Elle est connue comme une nouvelle technologie de communication sans fil qui permettrait d’atteindre des débits jamais atteints, dépassant le Gbits/s. De plus, elle offre la perspective de nouveaux services comme l’intégration de fonctions de localisation en plus de celles de transmission. A l’origine, les signaux UWB sont des signaux constitués de suites d’impulsions très étroites avec des rapports cycliques très faibles. Ces signaux présentent la caractéristique de transporter l’information sans utiliser de porteuse contrairement aux techniques classiques qui utilisent une à plusieurs porteuses. Ainsi, un système UWB est défini comme un dispositif utilisant une largeur de bande fractionnée supérieure à 20% ou occupant une bande B de 500 MHz ou plus. Fig. I.1, et la relation (1.1) illustrent cette définition.

(1.1) Où ƒH et ƒL désignent respectivement la fréquence supérieure et la fréquence inférieure des points à – 10 dB par rapport au plus haut point d’émission par rayonnement, ƒ0 correspondant à la fréquence centrale, B à la largeur de bande et Q est classiquement défini comme le facteur de qualité.

Fig. I.1. Densité spectrale de puissance (dsp) d’un signal UWB



La figure (I.2) illustre la comparaison entre les systèmes radio conventionnels, qui modulent

généralement un signal bande étroite sur une fréquence porteuse, les systèmes large bande, avec par exemple l’étalement de spectre, et les systèmes ultra large bande, qui présentent une très faible densité spectrale de puissance. .

Fig. I.2 : Fréquence et puissance des différentes technologies sans fil 3- Caractéristiques de la technologie UWB :

1. La caractéristique la plus importante de la technologie UWB est sans nul doute la faible puissance utilisée. 2. Une faible susceptibilité à l’évanouissement dû à la propagation par trajets multiples : Parce que la durée de transmission d’une impulsion est plus courte (< nanoseconde), les impulsions réfléchies ont une probabilité extrêmement faible d’entrer en collision avec les impulsions du LOS. 3. Une insensibilité au brouillage : le spectre UWB couvre une large gamme de fréquences (quelques GHz) et offre un meilleur gain de traitement aux signaux UWB lequel mesure la résistance des systèmes radio au brouillage. 4. Une communication protégée : Les signaux UWB peuvent être produits sous une forme semblable au bruit, ou être transmis à un niveau de densité spectrale de puissance bien inférieur au bruit de fond des récepteurs de radiocommunication classique ou être transmis avec un code de synchronisation unique à des millions de bits/s. 5. Une simplicité relative des systèmes : l’architecture de L’émetteur-récepteur UWB est relativement simple en comparaison à l’émetteur-récepteur de radiocommunication classique. Ce qui se traduit par des coûts relativement bas pour les équipements UWB. 6. Une propriété de pénétration : Les signaux UWB offrent des bonnes capacités de pénétration dans les murs et les obstacles, en particulier pour les fréquences basses du spectre.

4. Historique de l’UWB :

Les études sur la génération et l’utilisation des impulsions ultra brèves ont commencé avant les années soixante, mais le terme UWB n’a été introduit que vers 1989 par le département de la défense des Etats-Unis. Le premier brevet sur l’application de l’ultra large bande aux télécommunications est dû à G. F. Ross en 1973. Jusqu’en 1994, de nombreux travaux ont été financés par le gouvernement américain mais sous le couvert de la confidentialité. Depuis lors, l’étude des systèmes de transmission par impulsions tant dans le monde industriel qu’académique a fait l’objet de nombreuses publications. Le premier article décrivant cette solution pour les télécommunications, connue sous le nom d’Impulse Radio (IR), est dû à P.Withington et L. Fullerton [1] en 1992. Cet article a été suivi par des travaux



académiques démarrés en 1993, et ce n’est qu’en 1997 que le terme UWB apparaît dans le titre d’un article consacré à l’IR [2]. Depuis lors, les deux appellations cohabitent suivant les auteurs. En août 1998, la FCC a fait paraître un avis d’information publique (Notice of Inquiry) afin d’évaluer la possibilité de permettre l’utilisation de systèmes employant l’UWB. Suite à cette publication, une centaine de réponses et commentaires ont été faits par les divers organismes et partenaires industriels impliqués de près ou de loin dans l’utilisation de l’UWB. A la suite de ces commentaires, la FCC aux Etats-Unis a adopté en mai 2000 un avis de proposition de réglementation (Notice of Proposed Rule Making) dans laquelle, elle reconnaissait les avantages que pourraient apporter les systèmes utilisant l’UWB dans de nombreux domaines. La FCC a attribué finalement 7.5 GHz de spectre dans de la bande [3.1 10.6 GHz] à l’UWB, et elle a autorisé son utilisation commerciale pour les applications civiles.

Les comités de normalisation de l’IEEE ont envisagé l’utilisation de la technologie UWB pour les réseaux sans fil à courte portée de faible puissance spécialisés. Le groupe de travail IEEE 802.15.3a a alors été chargé d’élaborer une norme à débits de données élevés (supérieurs à 100 Mbit/s). Par ailleurs, le groupe de travail IEEE 802.15.4a envisage l’utilisation de la technologie UWB pour les applications sans fil à courte portée avec des débits plus faibles allant de 500 kbit/s à quelques Mbit/s. Ce nouveau standard devrait permettre de développer des applications intégrant des fonctionnalités à la fois de transmission et de localisation. 5 - Applications de l’UWB :

La technologie UWB est présentée comme une solution très intéressante et innovatrice pour un grand nombre d’applications qui sont généralement classées en trois catégories [3]:

5.1. Systèmes d’imagerie radar : Cette catégorie comprend les systèmes d’imagerie par radar à pénétration du sol (GPR), d’imagerie

de l’intérieur des murs, d’imagerie médicale, d’imagerie pour l’exploitation minière et d’imagerie de surveillance. Le signal UWB permet de mesurer les distances avec précision. Les principaux utilisateurs des systèmes sont des spécialistes dans les domaines de l’application de la loi, de la recherche et du sauvetage, de la construction et de l’exploitation minière, ainsi que de la géologie et de la médecine. 5.2. Systèmes radar de véhicule :

Ces systèmes améliorés d’activation des coussins gonflables grâce à l’utilisation des radars d’avertissement de collision, ils sont intégrés au système de navigation du véhicule. Ils peuvent déterminer la distance entre des objets et un véhicule. Les systèmes de cette catégorie sont surtout utilisés à l’extérieur, ce qui pourrait accroître le risque de brouillage d’autres services.

5.3. Systèmes de communication : Cette catégorie présentera certainement la plus grande prolifération en raison de possibilité d’utilisation

massive des dispositifs UWB dans les immeubles à bureaux, les salles de réunion et de conférence et les endroits publics (par exemple les aéroports ou les centres commerciaux). Cette catégorie comprend les systèmes de communication à courte distance, notamment les réseaux personnels sans fil et les systèmes de mesure. Il faut donc noter que si les applications liées à la transmission d’information représentent la part la plus importante des futures applications UWB, ce ne sont pas les seules.



6 - Réglementation et normalisation de l’UWB :

6.1. Problématique réglementaire UWB :

Une des idées maîtresses de l'UWB est de cohabiter dans des bandes de fréquences déjà utilisées par d'autres systèmes de communications. L'avantage est immense, il permet d'éviter de passer par un mécanisme d'allocation de licences pour utiliser des bandes de fréquence, et il permet aussi d'éviter de se retrouver confiné dans les seules bandes dites sans licences (exemple la bande ISM à 2.4 GHz) qui sont des bandes relativement étroites et qui risquent. Bien entendu l'approche UWB a l'inconvénient majeur de risquer de brouiller des systèmes existants. Dès lors, toute forme d'onde UWB doit "convaincre" ces autres systèmes, qui seront ses futures victimes, que le brouillage du signal UWB sera négligeable et que son niveau se situera en dessous du niveau bruit thermique naturel des équipements concernés. Dès lors on conçoit bien que le compromis réglementaire est absolument crucial pour que l'UWB puise se développer.

6.2 - Avancement des travaux :

6.2.1 - Réglementation Américaine :

La réglementation américaine des systèmes UWB a été définie en février 2002 par la FCC via un premier rapport et ordonnance sur la technologie UWB (First Report and Order on UWB). La FCC a indiqué que les règles définies dans cette loi sont très prudentes, ainsi elle considère que l’UWB ne perturberait pas les autres systèmes radio [4]. Dans cette loi, la FCC a fixé les limites de la bande de fréquences et des puissances autorisées pour un système de communication UWB. Par ces limites, la FCC a tenu à protéger les systèmes de communication existants en proposant la bande de 3.1 GHz à 10.6 GHz afin d’éviter de perturber les services existants sur les bandes inférieures et elle ainsi a imposé une limite de densité spectrale de puissance très basse qui ne dépasse pas -41,3 dBm/MHz en puissance moyenne. Les figures I-3(a) et I-3(b) représentent respectivement les gabarits de puissance définis par cette réglementation lorsque les équipements sont censés fonctionner en intérieur (Indoor) ou en extérieur (Outdoor).

(a) (b)



Fig. I.3: masques spectraux définis par la FCC (a) en Indoor ; (b) en Outdoor La différence principale entre les masques spectraux d’une liaison en intérieur ou en extérieur est le degré de l’atténuation très élevée exigée sur la limite à gauche de la bande utile pour la liaison Outdoor. Ceci est justifié par le souhait de protéger les récepteurs du système mondial GPS situé dans la bande [0.96-1.61GHz].

5.2. 2. Réglementation Européenne : La commission européenne a mandaté le CEPT pour recommander une réglementation de l’UWB

en Europe. La première proposition du TG3 (groupe de travail s’est crée en mars 2004 au sein du CEPT) a été faite en octobre 2005, elle conserve les principales définitions faites par la FCC. Néanmoins, elle propose des limites de puissance différentes et plus sévères dans la partie basse du spectre par rapport aux gabarits de puissances de la FCC. Les figures 2(a) et 2(b) représentent respectivement les gabarits de puissance proposés par le CEPT en octobre 2005 et février 2006 . Ces deux masques à eux seuls illustrent bien la problématique de la réglementation de l’UWB en Europe où les niveaux autorisés sont sensiblement plus bas que les niveaux préconisés par la FCC. Les propositions européennes sont contraignantes en termes de protection des services de communication existants. Par rapport à la FCC elles ajoutent 30 dB de protection envers les bandes ISM (Industriel, Scientifique et Médical) centrées autour de 2,45 GHz ainsi qu'envers les bandes autour de 5.8 GHz. Elles n’autorisent finalement les transmissions UWB à - 41 dBm/MHz que dans la bande [6-9 GHz]. Elles possèdent cependant une certaine flexibilité pour les bandes : [3,1-4,8 GHz] dans la proposition d’octobre 2005 et pour les bandes [3,4-4,8 GHz] dans celle de février 2006. Ces deux bandes seraient ainsi autorisées avec la valeur FCC de -41 dBm/MHz, à condition de mettre en œuvre des mécanismes d’atténuation efficaces de type détection et évitement (DAA). Enfin les deux propositions autorisent transitoirement l’utilisation de la bande [4,2-4,8 GHz] jusqu’au 30 juin 2010 sans recourir à ces techniques d’atténuation.

(a) (b)

Fig. I.4 : Masques spectraux définis par le CEPT (a) Proposition d’octobre 2005 ; (b) Proposition de février 2006



6.2. 3. Ailleurs dans le monde :

Bon nombre de pays dans le monde entier évaluent la compatibilité des systèmes UWB avec d’autres systèmes sans fil : Au Japon, un institut chargé de l’élaboration de normes UWB a été créé. L’organisme de réglementation du Japon a indiqué qu’il est prêt à délivrer des licences expérimentales pour les applications UWB. Singapour a indiqué qu’elle est prête à émettre des permis d’essais pour des applications UWB dans un emplacement géographique particulier avec des masques d’émission élargis de 6 dB (de 2,2 GHz à 10,6 GHz) par rapport aux masques UWB de la FCC. Aucune émission UWB intentionnelle n’est permise au-dessous de 960 MHz. 7- Panorama de cohabitation :

Comme il vient d'être précisé l’UWB doit coexister avec d’autres systèmes de communications sans être la source de perturbation ou d’interférence pour ces systèmes. Quelques uns de ces systèmes sont illustrés sur la figure I.5 :

Fig. I.5 : Les différents systèmes coexistant avec l’UWB

8 - Normes IEEE :

Les activités de normalisation de la technologie UWB sont actuellement menées par le groupe de travail 802.15 du comité de normalisation de l’IEEE. Elles visent particulièrement des applications dans le domaine des réseaux locaux sans fil à courte portée de faible puissance spécialisés, y compris les réseaux personnels sans fil. Les spécifications principales sont indiquées en termes de débits, portées et fréquences allouées. En particulier, le standard Bluetooth apparaît dans la norme IEEE 802.15.1 et l’UWB devrait être utilisé dans les normes IEEE 802.15.3a et IEEE 802.15.4a.

Tab I.1. Les normes de l'IEEE 802

WLAN (Wifi) Bluetooth WPAN UWB ZigBee La norme 802.11a 802.11b 802.11g 802.15.1 802.15.3 802.15.3a 802.15.4

Fréquence 5 GHZ 2.4 GHZ 2.4 GHZ 2.4 GHZ 2.4 GHZ 3.1à 10.6 GHZ

2.4 GHZ

Débit Maximal 54 Mbps 11 Mbps 54 Mbps 1 Mbps 55 Mbps > 100 Mbps 250 Ko/s

La portée 100 mètres 100 mètres 100 mètres 10 mètres 10 mètres 50 mètres 50 mètres



Temps (ns)

Signal normalisé

mono‐bande

DSP (dBm.MHz‐1)

Fréquence (GHz) Temps (ns)

Signal normalisé

Bandes duales

DSP (dBm.MHz‐1)

Fréquence (GHz)

9 - Principes de communication UWB :

9.1 - Principe :

Le masque d’émission des signaux radio UWB établi par la FCC permet l’utilisation de différents signaux. La figure I.6 présente différentes solutions envisagées.

L’approche mono-bande consiste à utiliser toute la bande de fréquences disponible. Elle se caractérise par des impulsions très brèves, donc résistantes aux effets de superposition des trajets multiples, et les signaux peuvent être créés à partir d’une impulsion arbitraire modelée par un filtre adéquat. Cependant, cette approche permet peu de flexibilité dans l’utilisation du spectre radio, et nécessite des solutions de composants RF très performantes.

Une autre solution consiste à diviser le spectre alloué à l’UWB en deux parties ([3-6] GHz et [6-10] GHZ) c’est l’approche bandes duales. La première bande est la plus utilisée, et la deuxième bande étant utilisée à mesure du développement des solutions pour les composants RF. La flexibilité du spectre radio reste modérée, mais cette solution permet toutefois d’éviter arbitrairement une bande sensible, comme la bande UNII 5 GHz.

Enfin, l’approche bandes multiples consiste à utiliser des bandes de fréquences de largeur minimale (de l’ordre de 500 MHz). Cette solution présente une très grande flexibilité pour la gestion du spectre radio. Par exemple, si le masque d’émission est plus restreint dans certains pays, il suffit d’éviter les bandes partielles qui ne sont pas autorisées. La gestion de la communication entre utilisateurs multiples est également simplifiée, car de nombreuses combinaisons de duplexage fréquentiel ou temporel sont possibles.

Fig. I.6 : signaux radio UWB

9.2 - Formes d'ondes UWB :

Dans le domaine des transmissions UWB, deux grandes familles de formes d’onde sont en concurrence. Il s’agit d’une part des formes d’onde impulsionnelle, et d’autre part des formes d’onde multi-porteuses (MB-OFDM, DS-CDMA).

Temps (ns)

Signal normalisé

Bandes multiples

DSP (dBm.MHz‐1)

Fréquence (GHz)



9.2.1 - MB-OFDM :

La bande de fréquence [3,1-10,6 GHz] est découpée en 14 bandes de 528 MHz, qui sont réparties en cinq groupes différents (Fig. I.7). Une application UWB utilisant le MB-OFDM n’utilise qu’un seul des cinq groupes, et dans ce groupe, un utilisateur n’occupe qu’une bande à la fois. Par ailleurs, l’allocation des bandes aux utilisateurs est gérée par un code temps-fréquence qui a pour rôle de minimiser les collisions entre les différentes communications. Enfin, chaque bande est découpée en 128 sous-porteuses de 4 MHz afin de former un symbole OFDM.

Fig. I.7. Bande OFDM définie par la norme 802.15.3a

L’utilisation de l’OFDM se justifie pour plusieurs raisons. La première est intrinsèque à cette technique qui a été créée pour répondre aux problèmes des effets de fading des canaux de propagation en exploitant une diversité spatio-temporelle (plusieurs porteuses et entrelacement). D’autre part, elle présente l’avantage de pouvoir s’adapter facilement aux problèmes d’interférences (technique DAA).

9.2. 2 - DS-CDMA :

L’approche DS-CDMA est largement inspirée de celle de la technologie CDMA. Chaque symbole de données est représenté par une séquence de données, unique pour chaque utilisateur et constituée par un code orthogonal de type Walsh, Gold ou encore Hadamard, sur le principe d’étalement de spectre à séquence directe. Le principe du codage CDMA est illustré sur Fig. I.8. Il consiste à effectuer un « ou exclusif » entre la séquence d’information et le code. A la réception, l’information se retrouve en effectuant la même opération entre la séquence reçue et le même code que celui utilisé en émission. La séquence codée est alors modulée par une modulation de type BPSK ou QPSK.

Fig. I.8. Illustration du principe du CDMA



9.2.1 - La radio par impulsions IR-UWB :

Les signaux IR-UWB sont constitués d’une suite d’impulsions qui sont modulées et codées en temps. Ces impulsions sont caractérisées par une période notée Tf et une durée très brève (de l’ordre de 100 ps à 2 ns) notée Tp. Typiquement, ce type d’impulsions occupe un spectre très large. Il s’agit donc d’une approche mono-bande. Les formes d’impulsions généralement adoptées pour les communications UWB incluent l’impulsion gaussienne, sa dérivée première (monocycle), et sa dérivée seconde, comme représenté dans la figure I.9. Le défaut de l’impulsion gaussienne réside dans sa valeur moyenne non nulle, qui correspond dans le domaine fréquentiel à une composante continue importante. L’impulsion gaussienne ne peut donc pas se propager sans déformation, et on lui préfère généralement le monocycle gaussien.

Le monocycle gaussien peut s’écrire comme suivante :

Avec τ la durée du monocycle et t représente la variable temps.

Fig. I.9 .formes d’impulsion d’UWB

Les modulations généralement utilisées sont les modulations classiques suivantes qui peuvent être binaires ou M-aires : PAM, OOK, PPM, BPSK, ou encore par une combinaison de modulations en phase et en amplitude. Sur la figure suivante (Fig. I.10), ces modulations sont illustrées dans le cas binaire :

- PAM : à un « 0 » correspond une amplitude donnée de l’impulsion et à un « 1 » une autre amplitude ; - OOK : à un « 0 » correspond un signal nul et à un « 1 » une impulsion ; - PPM : à un « 0 » correspond une impulsion sur la première moitié de la durée du bit et à un « 1 » une

impulsion sur la seconde moitié de cette durée ; - BPSK : « 0 » et « 1 » sont différentiés par le signe de l’impulsion (retournement).



Fig. I.10. Illustrations des modulations de base dans le cas binaire

10 – Conclusion :

On a débuté ce chapitre par la présentation d'une standard de communication qui existent actuellement dans les différents réseaux sans fil c'est l’UWB. l’UWB l’une des récentes techniques d’accès radio, qui intéresse de plus en plus la communauté scientifique suite à la demande croissante en débit pour de nombreuses applications sans fil. Les principales caractéristiques de l’UWB, justifient l’engouement actuel du monde des télécommunications pour cette technologie, et attribuent à celle-ci le statut d’un candidat potentiel et prometteur afin de répondre à cette demande en débits de plus en plus élevés. Cependant, cette technologie impose des défis à relever par exemple au niveau de la conception d’antennes. Ainsi, on propose dans le chapitre 2 d’étudier la problématique de conception d’antennes UWB ainsi que leur caractérisation et l’analyse de leur performance. Par ailleurs, on a vu que la technologie UWB semblait bien positionnée particulièrement pour les radiocommunications à courte portée (WLAN, WPAN). Elle offre une alternative, à la fois bas coût et de faible consommation, aux standards existants dans ces réseaux.

Chapitre II Caractérisation et performances des antennes UWB


1-Introduction :

Les antennes UWB présentent des propriétés différentes des antennes « classiques » et ont un impact très fort dans les systèmes de communication. Il est important de disposer de nouveaux outils permettant de les caractériser et d’analyser leur comportement. Ce chapitre a pour objectif de présenter les paramètres spécifiques des antennes UWB et d’identifier des méthodes pour les caractériser. Dans la première partie, nous rappelons les principaux paramètres caractéristiques des antennes liées à leurs propriétés électriques et de rayonnement. Nous justifions ensuite la nécessité de disposer de nouveaux outils de caractérisation dédiés aux antennes UWB. 2-La définition dune antenne :

Les antennes sont des éléments essentiels dans la chaîne de communication radio car incontournables. Elles sont omniprésentes dans de nombreuses applications qui nous entourent. Située à l’interface entre les signaux véhiculés dans l’électronique de l’émetteur ou du récepteur et le milieu de propagation, une antenne est un composant qui permet de rayonner et de capter des ondes électromagnétiques.

En émission, une antenne peut être définie comme un convertisseur d’ondes guidées (présentes dans un guide d’ondes, une ligne de transmission ou un micro ruban) en une onde rayonnée se propageant en espace libre (Fig. II.1). A cette onde est associée une puissance et une information à transmettre. L’antenne réceptrice est le convertisseur complémentaire où l’onde rayonnée est transformée en ondes guidées. Une même antenne peut être utilisée indifféremment en émission ou en réception.

Fig. II.1. Rôles des antennes d’émission et de réception 3 - Les paramètres caractéristiques d’une antenne :

Généralement, les antennes sont caractérisées en considérant d’une part les propriétés liées au circuit électrique qui leur est associé (impédance, coefficient de réflexion, taux d’onde stationnaire) et d’autre part celles liées au rayonnement électromagnétique (diagramme de rayonnement, directivité, gain, efficacité, polarisation).

3.1- Caractéristiques électriques des antennes :

À l’émission, l’excitation peut être considérée comme un générateur de Thévenin équivalent (VG,

ZG

= RG

+ j XG) et l’antenne comme un dipôle passif d’impédance complexe Z

A = (R

AL + R

AR) + j X

A.

La résistance RAL

correspond à la résistance de pertes et RAR à celle de rayonnement. Fig. II.2 illustre

le schéma électrique équivalent de la source et une antenne émettrice. Le plan (a, b) permet de distinguer la partie source de la partie antenne.



Fig. II.2. Schéma électrique équivalent de la source et de l’antenne à l’émission

L’impédance présentée par l’antenne au niveau du générateur est appelée impédance d’entrée, Cette impédance est fonction de la géométrie et des matériaux qui composent l’antenne, mais elle dépend également de la fréquence. Le transfert d’énergie entre l’émetteur et l’antenne est maximal si , condition connue comme l’adaptation d’impédance. Généralement, l’impédance du générateur est considérée comme réelle et égale à 50 Ω. Ainsi, l’impédance idéale pour les antennes est également de 50 Ω. Cependant en pratique, cette valeur n’est pas toujours constante sur l’ensemble de la bande de fréquence.

Le coefficient de réflexion Г (S11) :

Lorsque l’impédance d’entre est déférant a l’impédance de la ligne d’alimentation on démontre qu’il apparait un coefficient de réflexion S11 définit par la relation

2.1 Il est également relié à l’impédance d’entrée par la relation suivante :

2.2 Où l’impédance Z

C est l’impédance de la ligne d’alimentation.

L’efficacité ρ :

L’efficacité de l’antenne due aux réflexions est aussi introduite à partir du coefficient de réflexion

par la définition suivante : 2.3

Le taux d’onde stationnaire TOS :

TOS (en anglais VSWR Voltage Standing Wave Ratio) est une autre manière de caractériser

les désadaptations d’impédance, et défini par :

2.4 Au niveau de la réception, l’antenne peut être considérée encore comme un dipôle mais dans ce cas

il s’agit d’un dipôle actif modélisé par un générateur équivalent de Thévenin caractérisé par (VOC

, ZA). La



tension VOC

correspond à la tension en circuit-ouvert induite au niveau de l’antenne. Fig. II.3 illustre le schéma électrique équivalent du dispositif à la réception où la charge est modélisée par une impédance Z

L = R

L + j X

L

Fig. II.3 Schéma équivalent électrique du dispositif à la réception

3.2- Caractéristiques de rayonnement des antennes

Les caractéristiques de rayonnement des antennes reposent sur la caractérisation du champ rayonné à grande distance dans tout l’espace qui inclut la répartition spatiale de l’énergie rayonnée et la polarisation du champ. Trois zones de rayonnement sont généralement distinguées en fonction d’une dimension caractéristique D de l’antenne (diamètre de la plus petite sphère entourant l’antenne) et de la longueur d’onde λ :

-la zone de Rayleigh (ou zone de champ proche) où la densité de puissance rayonnée est quasi-

constante ; la distance d à l’antenne est telle que : d<D2/2λ -la zone de Fresnel (ou zone de champ intermédiaire) dans laquelle la densité de puissance rayonnée

est fluctuante (D2/2λ<d<2 D2/λ). -la zone de Fraunhoffer (ou zone de champ lointain) dans laquelle la densité de puissance rayonnée

est décroissante comme l’inverse de la distance : (d>2 D2/λ et d>10D). Classiquement dans nos applications seule la zone de Fraunhoffer est considérée et les coordonnées sphériques (r, θ, ) sont généralement utilisées.

Le diagramme de rayonnement :

Il est défini comme le rapport de la densité de puissance iso

(ou intensité de rayonnement) dans une direction donnée sur la valeur maximum de puissance dans le plan de coupe correspondant. Il caractérise la répartition dans l’espace de la puissance rayonnée à grande distance ou la répartition spatiale de la puissance récupérée par un capteur. Dans ce dernier cas, il est aussi appelé diagramme de captation. Pour une même antenne, diagramme de rayonnement et diagramme de captation sont supposés identiques. Les diagrammes de rayonnement sont représentés en coordonnées polaires ou en coordonnées cartésiennes.

Lobe principal :

La quasi-totalité de la puissance est concentrée dans la direction du maximum de rayonnement, formant ce qu’on appelle le lobe principal. La caractéristique qu’on associe à celui-ci est sa largeur à mi-puissance, également appelée largeur a -3dB. Il arrive parfois de mesurer la largeur à -10dB, lorsque l’antenne présente un lobe principal très étroit.



Les lobes secondaires :

En dehors du lobe principal, la puissance rayonnée est répartie dans l’espace, formant ce qu’on appelle les lobes secondaires ou latéraux (figure II.4). Ces derniers sont caractérisés par leurs niveaux et leurs positions par rapport au maximum de rayonnement. Le premier lobe secondaire est celui auquel on se réfère le plus souvent.

Fig. II.4 : Tracé du digramme de puissance et caractérisation des lobes et de leurs largeurs

Différents types de gain ont été définis en fonction de la puissance de référence considérée : puissance rayonnée P

R, puissance transmise P

a (ou puissance acceptée par l’antenne) et puissance

incidente Pi (ou puissance délivrée par le générateur). Une illustration de ces puissances est donnée par

Fig. II.5.

Fig. II. 5: Différentes puissances mises en jeu

Plus précisément, les grandeurs suivantes ont été définies pour caractériser le rayonnement d’une antenne :

La directivité D (θ, ) :

Prend en compte la puissance totale rayonnée par l’antenne. Elle mesure la capacité de l’antenne à fournir dans une direction donnée une densité de puissance plus forte ou plus faible que l’antenne isotrope.

La directivité définie par : 2.5



On admet que Piso est la densité de puissance émise par une antenne isotrope qui aurait la même puissance émise Pe . Avec : 2.6

Le gain intrinsèque Ga (θ, ) :

Prend en compte la puissance transmise à l’antenne et considère l’intensité de rayonnement que

produirait dans la même direction une source isotrope alimentée par la même puissance. Les pertes diélectriques ou ohmiques dans la structure rayonnante sont considérées.

2.7 Ou : e est le rendement du l’antenne.

Le gain réalisé (ou gain effectif) Gr (θ, ) :

Il considère la puissance délivrée par le générateur. Il prend ainsi en compte l’ensemble de pertes de

l’antenne, désadaptation comprise. Il caractérise les performances de l’antenne au sein du système de communication.

L’efficacité de rayonnement (ou rendement) e :

L’efficacité de rayonnement caractérise les pertes dans l’antenne. Elle correspond au rapport entre la puissance rayonnée et la puissance admise par l’antenne ou au rapport entre le gain intrinsèque et la directivité ou encore au rapport entre la résistance de rayonnement et la résistance totale de l’antenne (résistances de rayonnement et de pertes).

2.8

Elle traduit les pertes introduites par les matériaux constituant l’antenne (propriétés diélectriques, magnétiques). Les relations entre ces grandeurs sont illustrées de façon synthétique par Fig. II.7 Ce schéma permet d’établir facilement les égalités suivantes :

- Relation entre puissance acceptée et puissance incidente : 2.10

-Relation entre gain réalisé et gain intrinsèque : 2.11

-Relation entre gain réalisé et directivité : 2.12

Il faut remarquer que le coefficient de réflexion apparaît comme un moyen de relier la puissance acceptée et la puissance incidente parce qu’en effet il traduit les pertes liées à la puissance réfléchie.

Fig. II.6 : Illustration des différentes notions de gain

Par ailleurs en vertu du principe de réciprocité, il est important de noter que ces grandeurs peuvent être définies en réception (comme pour le diagramme de rayonnement).

Pa P

R

eP

i



La polarisation : La polarisation de l’antenne décrit la forme et l’orientation du chemin que fait l’extrémité du

vecteur champ électrique ou magnétique lorsqu’il évolue avec le temps. Ce chemin peut être une ligne, un cercle ou une ellipse, selon la manière dont est alimentée l’antenne. Dans le cas général, la polarisation est elliptique et deux configurations particulières usuelles sont la polarisation linéaire et la polarisation circulaire. La polarisation a un rôle important sur la transmission d’énergie entre deux antennes. Par exemple si les antennes sont polarisées linéairement, la transmission est optimale si elles ont la même direction de polarisation et à l’inverse, de niveau minimal si elles sont orientées perpendiculairement l’une par rapport à l’autre. Ce phénomène peut être quantifié par la longueur effective. D’autres grandeurs sont également utilisées pour caractériser le comportement des antennes.

La bande passante : La bande passante de l’antenne correspond à l’intervalle de fréquence d’utilisation de l’antenne en

émission ou en réception. On obtient une large bande passante lorsque le gain de l’antenne est important. C’est un paramètre exprimé en Pourcentage (%) et qui est donné par :

B(%) = 100. ( fH -fL )/fC

• fC est la fréquence centrale d'utilisation pour laquelle l'antenne est conçue, • fH et fL les fréquences limites supérieures et inférieures.

La surface effective:

La surface effective (ou surface de captation) de l’antenne est définie par le rapport de la puissance

délivrée Pd la charge par une antenne de réception sur l’énergie incidente dP(θ, )/dS, densité de puissance surfacique, au niveau de l’antenne :

2.13

En raison du principe de réciprocité, la surface équivalente est liée au gain de l’antenne de réception par la relation suivante :

2.14 Cette définition, souvent rencontrée, suppose que les conditions d’adaptation (antenne de réception vis-à-vis de sa charge et polarisations égales de l’onde incidente et de l’antenne) sont réalisées. Plus généralement, elle s’écrit :

2.15 Où RX correspond aux pertes d’adaptation de la charge

La hauteur effective :



Permet d’exprimer les désadaptations de polarisation par le terme suivant, facteur de pertes lié à la

polarisation :

Avec et 2.16 Ou et sont respectivement les vecteurs unitaires des longueurs effectives des antennes

d’émission et de réception . Il s’agit d’une grandeur vectorielle qui permet en émission de relier le champ lointain rayonné par une antenne à son courant d’entrée (relation donnée par (2.31)), et en réception de relier la tension induite (tension reçue en circuit ouvert) au champ incident sur l’antenne (relation (2.40)). De plus, nous verrons ultérieurement que la hauteur effective permet de caractériser les propriétés de dispersion des antennes.

4 - Problématique de conception et de caractérisation des antennes UWB :

Dans une transmission UWB, les antennes jouent un rôle essentiel dans la formation du signal du fait de leurs caractéristiques. La différence par rapport aux antennes à bande étroite est que la dimension fréquentielle joue un rôle prépondérant. Les dimensions électriques de l’antenne varient d’autant plus que sa bande relative est large. Des paramètres comme le gain et le diagramme de rayonnement deviennent alors dépendants de la fréquence. Par conséquent, une variation importante du comportement de l’antenne UWB à l’intérieur de sa bande est possible. Les outils présentés dans ce chapitre permettent d’étudier cette variation et permettent en plus de quantifier la dégradation de performances qui en découle. Avant de présenter les différents critères de performance d’une antenne UWB, essayons de définir celle que l’on pourra qualifier d’«idéale ». Nous définissons dans la suite l’antenne idéale à l’émission puis à la réception, sachant que cette définition n’a rien d’universel. Considérons dans un premier temps le cas d’une antenne UWB à l’émission. Cette antenne étant supposée de petite taille électrique, avec une adaptation parfaite sur sa bande De fréquences et ayant un gain réalisé idéalement constant en fonction de la fréquence Quelle que soit la direction d’observation. Cette antenne se comporte ainsi idéalement étant donné qu’elle rayonne exactement la forme d’onde du signal d’excitation. Il s’agit donc d’une antenne idéale qui ne distord pas à l’émission. En revanche, à la réception, la surface équivalente Se de cette antenne varie en 1/f² (Equation 2.17) .La réponse impulsionnelle à la réception est, par conséquent, un intégrateur pur. On en déduit qu’une antenne qui ne distord pas à l’émission, distord forcément à la réception.

2.17

2.18

Dans les équations ci-dessus, c’est la célérité de la lumière dans le vide, GTX (respectivement GRX)

est le gain de l’antenne à l’émission (respectivement à la réception et PTX (respectivement PRX) est la puissance à l’émission (respectivement à la réception). Le raisonnement précédent peut être tenu dans une bande finie BW en considérant une fonction de transfert d’antenne de type rectangulaire et un signal d’excitation dont le spectre est strictement contenu dans la bande BW. De même, une antenne idéale qui ne distord pas à la réception est une antenne à surface équivalente constante en fonction de la fréquence et parfaitement adaptée sur une bande infinie, c'est-à-dire :



2.19

Il en résulte que cette antenne a un gain qui varie en f ², et donc introduit une distorsion du signal d’excitation à l’émission. 5 - Critères spécifiques de performances :

Dans ce paragraphe, on s’intéresse à l’analyse de performance d’une antenne UWB notamment en termes de distorsion. On définit d’abord la fonction de transfert de l’antenne. On passe ensuite dans le domaine temporel pour définir la réponse impulsionnelle de l’antenne. Deux indicateurs de performance dans le domaine temporel seront introduits par la suite afin de permettre une quantification pertinente et plus complète de la distorsion introduite par l’antenne.

5.1- Fonction de transfert et réponse impulsionnelle : Dans ce formalisme, on distingue le cas d’une antenne à l’émission de celui à la réception.

5.1.1- Antenne à l’émission : Le schéma d’une antenne à l’émission est présenté dans la figure II.7.

Fig. II.7 : Schéma d’une antenne à l’émission.

On suppose l’antenne excitée par une source (d’impédance interne Zc) reliée à l’accès de l’antenne par une ligne de transmission d’impédance caractéristique Zc également. On note a1 l’onde partielle incidente. Le champ électrique lointain rayonné par l’antenne dans la direction du vecteur d’onde

est donné par l’équation suivante :

2.20

Z0 étant l’impédance du vide et le vecteur amplitude du champ suivant le vecteur de polarisation

contenu dans le plan normal à .

On définit ainsi la fonction de transfert de l’antenne à l’émission comme suit :

2.21

a1 (f) étant le spectre de l’onde incidente.



5.1.2 - Antenne à la réception :

Considérons maintenant la même antenne à la réception. Cette antenne est illuminée par une onde plane d’amplitude , incidente suivant une direction - et polarisée suivant (Figure II.8).

Fig. II.8 : Schéma d’une antenne à la réception.

-Rappelons que pour être dans la même polarisation il faut que soit égal à . On définit la fonction de transfert de l’antenne à la réception comme suit :

2.22

En appliquant le principe de réciprocité de Lorentz on obtient la relation suivante entre les fonctions

de transfert à l’émission et à la réception :

2.23

Afin d’analyser de la distorsion introduite par l’antenne on effectue un passage au domaine temporel. L’utilité de ce passage découle de la définition même de la distorsion qui se traduit par un étalement temporel et une déformation de la forme d’onde rayonnée par l’antenne. On définit ainsi la réponse impulsionnelle de l’antenne à l’émission comme étant tout simplement la transformée de Fourier inverse de la fonction de transfert .

2.24

Considérons maintenant un système à deux antennes (Figure 2.9). Les réponses impulsionnelles à l’émission de chaque antenne et étant connues. On a les relations suivantes :

2.25

2.26 Ce qui donne dans le domaine temporel :

2.27



Ainsi on peut reconstituer la réponse impulsionnelle h21 d’un système à deux antennes à partir des réponses impulsionnelles à l’émission des deux antennes.

Fig. II.9 : Système à deux antennes Tx/Rx.

En conclusion, notons qu’une idée consistant à considérer une antenne comme un élément dérivateur dans une chaîne de communication s’est largement propagée. Cette supposition est vraie dans le cas d’antennes à ouverture effective constante mais n’est pas du tout généralisable. Dans le contexte UWB, tout comportement entre un dérivateur et un intégrateur pourrait exister. Le comportement pourrait aussi être dépendant de la direction d’observation. Le caractère dérivateur d’une antenne UWB à l’émission existe toujours, mais il s’exprime ou non selon le spectre du signal incident, plus précisément son support.

5.2 - Définition de nouveaux critères :

La quantification de la distorsion ou au contraire de la ‘fidélité’ de l’antenne consiste à quantifier la ressemblance entre la forme d’onde rayonnée par l’antenne et la forme d’onde d’excitation. Un outil mathématique simple permettant de quantifier une ressemblance entre deux signaux est l’inter-corrélation. Ainsi l’inter-corrélation entre le signal d’excitation et le signal rayonné dans une certaine direction (θ, φ) permet de quantifier la fidélité de l’antenne dans cette direction. Cette fidélité peut, cependant, varier angulairement. Ainsi on définit un paramètre qu’on appelle « Fidélité Absolue » (FATx) comme suit :

2.18

a1 étant la forme d’onde incidente, e = e(θ, φ, t) étant la forme d’onde rayonnée dans la direction (θ, φ) et Rxy étant la fonction d’inter-corrélation entre les signaux x et y [5]. Comme on peut le voir dans l’équation 2.18 une normalisation par rapport à l’énergie du signal d’excitation est faite. Il est possible de tenir compte de cette distorsion absolue, par exemple grâce à un filtre de pré-distorsion, grâce à un filtre adapté ou encore par le choix approprié du signal de référence dans le corrélateur du système UWB. La difficulté existe bien évidemment dans le cas où la distorsion est fortement dépendante de la direction de rayonnement (Figure II.10).



Fig. II.10 : Dépendance angulaire de la distorsion introduite par une antenne UWB.

Dans ce cas, la compensation de cette distorsion dans le système UWB est elle aussi dépendante de la direction d’observation. On introduit ainsi un deuxième outil qui permet de comparer angulairement les formes d’ondes rayonnées. En effet, on choisit une direction de référence (θ0, φ0) et on compare la forme d’onde rayonnée dans une direction quelconque (θ, φ) avec celle rayonnée dans la direction de référence. La comparaison étant toujours faite par inter-corrélation. La direction de référence est choisie comme étant une direction privilégiée de l’antenne en question ou comme étant la direction dans laquelle la fidélité absolue est maximale (et donc la distorsion de l’antenne est minimale). C’est cette deuxième approche que l’on a adoptée dans la définition de notre outil. On appelle ce dernier la « fidélité relative » (FRTX) et on le définit comme suit :

2.20

em étant la forme d’onde rayonnée dans la direction dans laquelle la fidélité absolue de l’antenne est maximale.

Pour une antenne à la réception on peut définir également une fidélité absolue FARX et une fidélité relative FRRX comme suit :

2.21

2.22

Ou b2m étant le signal en sortie de l’antenne de réception, provenant de la direction qui maximise

FARX.La distorsion introduite par une antenne a trois origines : les variations de l’adaptation en fonction de la fréquence, les variations du gain en fonction de la fréquence et la dispersion ou la non-linéarité de la phase. Ces différentes origines ne contribuent probablement pas en proportion à la distorsion finale. En revanche, pour décider si un niveau de fidélité est suffisamment fort ou pas, on doit fixer un seuil. Par exemple, on considère l’ouverture angulaire ayant une fidélité relative forte comme étant la plage angulaire définie a – X dB autour de la direction de référence. Il serait pertinent de choisir ce seuil X en considérant les conséquences de ce choix sur les performances du système UWB.

6- Modélisation « système » :

6.1- Introduction :



Fig. II.11 : Schéma bloc d’un système de communication radio

La première méthode consiste à décomposer en deux parties distinctes le canal permettant de considérer de façon indépendante l’émission (modèle TX) et la réception (modèle RX). Cette méthode s’appuie principalement sur les relations liant les grandeurs électriques et électromagnétiques mises en jeu. Elle prend en compte les modèles équivalents électriques des antennes (Fig. II.2 et Fig. II.3). Une fois les deux modèles obtenus (modèle TX et modèle RX), ils sont associés pour obtenir un modèle de la transmission complète.

Fig. II.12 : Principe de la modélisation du canal radio UWB idéal

Dans la seconde méthode : Le canal RF idéal (antennes et espace libre) est alors considéré comme

un réseau à deux ports et la transmission est caractérisée en paramètres S. Cette méthode est généralement plus complète que la précédente parce qu’elle tient compte (plus facilement) des problèmes d’adaptation d’impédances.

Dans ce contexte l’objectif est de dégager une approche très générale permettant de prendre en compte la globalité des différents cas particuliers généralement traités .

6.2 - Développement de la modélisation :

6.2.1 - Mise en forme du problème :

L’approche proposée s’appuie sur le modèle équivalent électrique classique des antennes utilisées en émission et en réception repris ici par Fig. II.11. L’émission est modélisée par un générateur de Thévenin (VG, ZG) correspondant à l’excitateur avec en série l’impédance ZA, impédance d’entrée de l’antenne d’émission. La réception est modélisée de façon semblable. Le générateur de Thévenin (VOC, ZA) correspond au modèle de l’antenne en réception et l’impédance ZL la charge appliquée aux bornes de cette antenne. Précisons que les courants (I, IL) et les tensions (VG, VOC) sont des grandeurs « pic » et de plus sont des nombres complexes. D’autre part, les impédances sont aussi complexes et considérées de la



forme suivante Zn=Rn+j Xn (où l’indice « n » indique l’impédance considérée ZG, ZA ou ZL). Enfin en toute généralité, ces grandeurs sont fonction également de la fréquence mais pour alléger les écritures cette dépendance sera généralement implicite.

Fig. II.13. Circuits électriques équivalents des antennes en émission et en réception

Quelques relations simples peuvent être dès à présent établies qui seront utilisées dans la suite. En

introduisant les coefficients de réflexion ΓTX (côté émission) et ΓRX (côté réception) définis par :

2.24

Le courant I et la tension VOC

peuvent s’exprimer de la façon suivante :

2.26

6.2.2 - Modèle en émission :

La modélisation en émission consiste à tenir compte de l’antenne et du canal conjointement (Modèle TX de Fig. II.11). Ainsi le système considéré à l’émission est équivalent au transfert entrée – champ rayonné. Ce système est alors modélisé dans le domaine des fréquences par une fonction de transfert vectorielle .

Or dans l’espace libre, et en supposant les conditions de champ lointain vérifiées, le champ électrique rayonné par une antenne à une distance d s’écrit comme une fonction du

vecteur de la hauteur effective de la façon suivante :

2.27

- w la pulsation; - c la célérité de la lumière ;

- Z0 l’impédance caractéristique du vide telle que ou 0 et 0 sont respectivement

la permittivité du vide et la perméabilité du vide ;



- d la distance entre le point d’observation et l’antenne ; - I le courant d’excitation entrant dans l’antenne ; - θ et respectivement les angles d’azimut et d’élévation ; ils permettent de prendre en compte les effets directionnels.

Rappelons également que le vecteur d’onde k est défini tel que : 2. 28

Avec λ la longueur d’onde. Ainsi en fonction de la grandeur d’entrée considérée, nous obtenons l’expression de

comme présenté par Tab. II.1

Entrée Expression de Courant I

Tension VA

Tension VG

Quelconque noté

Tx=1, ou respectivement pour e = 1, VA ou VG

Tab. II.1. Expression de la fonction de transfert du modèle en émission Ainsi la réponse impulsionnelle vectorielle est donnée par la relation suivante :

2.29

Le passage de la fonction de transfert à la réponse impulsionnelle s’effectue facilement à partir de la transformée de Fourier inverse (opérateur noté TF) en utilisant en particulier les relations connues suivantes :

2.30

2.31

La réponse impulsionnelle du modèle d’émission est donc reliée à la dérivée de la longueur effective qui caractérise l’antenne d’émission. Il faut noter en particulier que la convolution par la distribution de Dirac traduit le retard de l’onde se propageant de l’antenne au point d’observation et que l’amplitude de la réponse impulsionnelle décroît en 1/d. La forme temporelle de l’impulsion émise correspond à la convolution de l’impulsion d’excitation avec la réponse impulsionnelle de l’antenne. L’antenne déforme donc l’impulsion émise. Pour ne pas avoir de déformation, la réponse impulsionnelle de l’antenne doit être une distribution de Dirac, autrement dit la hauteur effective doit être égale à une fonction échelon.



6.2.3 - Modèle en réception :

Le système considéré en réception (modèle RX de Fig. II.11) est équivalent au transfert champ incident–sortie. Comme précédemment, il est modélisé par une fonction de transfert vectorielle

définie par les propriétés électromagnétiques des antennes.

En effet, en vertu du principe de réciprocité, la tension en circuit ouvert VOC à l’antenne de réception peut s’exprimer en fonction de la longueur effective et du champ incident

par : 2.32

Ainsi en fonction de la grandeur de sortie considérée, nous obtenons l’expression de comme présenté par Tab. II.2 :

sortie Expression de Tension Voc

(42=)

Tension VL (=) Courant IL (=) Quelconque notée s

(=44)

Tx=1, ou respectivement pour s =Voc, VL ou IL

Tab. II.2 : Expression de la fonction de transfert du modèle en émission

Dans le domaine temporel, la réponse impulsionnelle vectorielle s’écrit alors: 2.33

La réponse impulsionnelle est alors directement proportionnelle à la longueur effective qui caractérise l’antenne de réception. Ainsi, en réception l’impulsion incidente sera également déformée à moins que la longueur effective ne soit égale à un Dirac, ce qui ne peut être le cas en pratique. 6.2.4 - Modèle de la transmission :

En supposant alors que le champ rayonné et le champ incident sont égaux (même module et même direction), les modèles établis pour l’émission et la réception peuvent s’associer de la façon suivante pour donner la fonction de transfert du canal radio H(w, , ) .



2.36

Ainsi cette expression (2.36) fournit une description très générale de la transmission qui prend en compte plusieurs entrées et sorties possibles pour le système (Tab. II.3).

e I VA VG 1

s Voc VL IL 1

Tab. II.3 : Coefficients de (2.36) en fonction de l’entrée et de la sortie considérée

En temps, la réponse impulsionnelle de la transmission est donnée par le produit de

convolution des deux réponses impulsionnelles et soit :

6.2.5 – Conclusion

La modélisation présentée (modélisation système) est intéressante parce qu’elle prend en compte à la fois tous les effets dispersifs qui résultent d’une structure d’antenne particulière mais aussi considère les adaptations d’impédance en incluant le réseau d’alimentation. Ainsi à partir de cette approche, il est facile de déduire les équations régissant la transmission dans diverses configurations selon l’entrée et la sortie prise en compte, et les conditions d’adaptation. Il faut noter aussi que les fonctions de transfert introduites sont vectorielles (notion de polarisation considérée) et complexes (pour tenir compte de la phase). De plus, comme le montre les expressions précédentes, la hauteur effective de l’antenne joue un grand rôle dans la modélisation.

7 - Conclusion :

Dans ce chapitre nous avons abordé la problématique de conception et d’analyse de performances d’antennes UWB. Nous avons commencé par les caractéristiques classiques d’antennes UWB et abordé par la suite la problématique de conception d’antennes UWB due notamment à leur très large bande passante.



Après avoir rappelé les critères classiques de performance d’antenne, nous avons introduit des outils plus appropriés au contexte UWB. Nous avons en plus défini deux nouveaux critères permettant une analyse pertinente du comportement d’une antenne UWB en termes de distorsion.

1- Introduction :

Avant de parler sur les antennes UWB basées sur la technologie des antennes patch, commençons par une introduction sur les antennes patchs. Ces antennes ont de nombreux avantages bien connus, à savoir leur faible encombrement, leur faible coût de réalisation, leur faible poids ainsi que leur fabrication relativement simple. En revanche, le principal inconvénient, qui limite l’utilisation de ces antennes dans des communications UWB, est leur bande passante étroite. Ceci est une conséquence du fait que ces antennes sont des résonateurs par nature. Afin de surmonter ce problème, plusieurs méthodes ont été proposées dans la littérature [6].Certains ces méthodes, nous les citerons par la suite.

2 - Définition d’une antenne PATCH :

Une antenne patch se compose d’une pièce métallique rayonnante de forme arbitraire sur un côté (patch ou éléments rayonnants) déposé sur un substrat diélectrique et un plan de masse de l’autre côté figure –(III.1). Le patch est généralement fabriqué a base d’un matériau conducteur tel que le cuivre ou l’or, et il peut prendre n’importe quelle forme possible. L’élément rayonnant et les lignes d’alimentation sont habituellement photos gravées sur le substrat diélectrique.

Fig. III.1: Présentation d'une antenne patch a élément circulaire

Les paramètres physiques et géométriques liés à cette structure sont :

La permittivité relative de diélectrique (εr). La tangente des pertes (tg™ ) dans ce même substrat, avec dominance des pertes par effet joule. L’épaisseur du diélectrique (elle doit rester faible par rapport à la longueur d’onde à transmettre). Les dimensions de l’élément rayonnant (L, W).

2.1 Substrats :

Chapitre III Les antennes UWB basées sur la technologie des antennes patch


Les substrats exploités dans la conception des antennes patchs sont nombreux. Leurs permittivités relatives varient de 1 à 12 (1< εr <12). Parfois, il est préférable d’utiliser des substrats diélectriques de grande épaisseur et de basse permittivité (εr <3) et une faible perte diélectriques (tgδ < 10-3) dans le but d’avoir une grande efficacité, une large bande passante. Mais dans ce cas la perte par onde de surface augmente et l’antenne devient de plus en plus encombrante [7]. Les matériaux les plus couramment utilisés sont des composites à base de téflon (2<εr<3, tgδ=10-3

) du polypropylène (εr=2.18, tgδ=3.10-4 ) ainsi que des mousses synthétiques (εr=1.03 , tgδ=10-3). Au contraire, l’utilisation de minces substrats de permittivités élevées est conseillée pour les circuits micro-ondes parce qu’elle minimise les ondes de surfaces, les radiations non désirées et le volume de l’antenne. Toutefois, l’efficacité et la bande passante diminuent à cause de la grande perte dans le substrat.

2.2.1- Caractéristiques :

Les antennes PATCH sont caractérisées par : 1. Permittivité relative du diélectrique εr. 2. Leurs épaisseurs qui doivent rester faible par rapport à la longueur d’onde transmise, et par les dimensions de l’élément rayonnant. 3. Généralement le diagramme de rayonnement présente un lobe principal. 4. La largeur de bande varie avec la géométrie de l’antenne. 5. Les antennes plaquées rectangulaires et circulaires sont les plus favorables en raison de leur facilité d’analyse et de fabrication, ainsi que leurs caractéristiques de rayonnement.

2.3.2 - Sélection du substrat

Les critères électriques constituent la première interrogation concernant le choix d’un matériau. Ces critères incluent :

La constante de diélectrique. Les pertes diélectriques ou facteur de dissipation. Les résistances d’isolement et la tension de claquage.

Alumine εr = 9.8 tgδ= 10- 4

Quartz εr = 3.78 tgδ= 10- 4

Téflon εr = 2 tgδ = 10-3

2.2 - Éléments rayonnants :

Afin de simplifier l'analyse et l'estimation des performances, le patch a généralement une forme rectangulaire, circulaire, triangulaire, elliptique ou autre forme connue comme indiqué dans la figure III.2.Pour un patch rectangulaire, sa longueur L est généralement 0,3333λ0 < L < 0,5λ0, ou λ0 est la longueur d'onde dans l'espace libre. Le patch est conçue de façon qu'il soit très mince (t<<λ0, ou t est l'épaisseur du patch) La taille h du substrat diélectrique est habituellement 0,003λ0 < h < 0,05λ0. Il existe une grande variété de forme que peut prendre une antenne plaque ou imprime. Il y a tout d’abord le dipôle imprime, qui attire par sa petitesse quelque applications. Cependant son exploitation reste limitée à cause de sa bande passante très étroite. Les plus souvent rencontrés, sont les éléments rectangulaires, carres, circulaires et elliptiques.

On trouve également d’autres formes plus complexes et plus difficiles à analyser. Elles résultent souvent de la combinaison de deux formes simples et sont utilisées dans certaines applications particulières. Le choix de la forme d’antenne dépendra du type d’application désiré et des paramètres qu’on cherche à optimiser (bande passante, gain et efficacité, impédance d’entrée, etc.…).



Les divers types d’éléments rayonnants les plus simples sont :

Fig. III.2 : Divers types d’éléments rayonnants.

3 - Techniques d’alimentation :

L’alimentation joue un rôle très important lors de la conception des antennes imprimées. Elle peut modifier les caractéristiques de rayonnement de celles-ci. L’alimentation pourra être soit centrée soit arbitraire par rapport à la géométrie de l’élément. Par sa position (Figure III.3), elle détermine l’adaptation de l’antenne à la ligne d’alimentation. Il existe une large variété de techniques d’alimentation permettant ainsi de fournir à l’antenne, l’énergie qui lui est nécessaire pour rayonner.

Fig. III.3 : Antenne imprimée rectangulaire alimentée en un point.

3.1 - Alimentation par ligne micro ruban :

Dans cette méthode d’alimentation, une ligne microruban (généralement de 50 Ω) est connecte directement au bord du patch rayonnant (figure III.4). La longueur de la bande conductrice est plus petite par rapport au patch. Ce genre d’alimentation a l’avantage que l’alimentation peut être gravée sur le même substrat pour fournir une structure planaire.



C’est la technique la moins coûteuse et la plus simple a réalisé.

Fig. III.4 : Alimentation par ligne Micro ruban

L’alimentation par ligne micro-ruban peut se faire par connexion directe dont le point de jonction est sur l’axe de symétrie de l’élément (figure III.5 (a)), ou décalé par rapport à cet axe de symétrie (figure III.5 (b)), si cela permet une meilleure adaptation d’impédance ; dans ce but, l’alimentation axiale avec une encoche donne de bons résultats (figure III.5 (c)).

Fig. III.5 : Différents types d’alimentation par ligne Micro ruban

(a) axiale, (b) décalée, (c) axiale avec encoche. 3.2 - Alimentation par une sonde coaxiale :

Cette méthode d’alimentation a beaucoup été étudiée dans la littérature. Elle à l’avantage de positionner l’alimentation sous l’élément rayonnant et à utiliser une ligne non rayonnant (coaxial), ce qui diminue fortement de rayonnement parasite. Le conducteur central du câble coaxial est soudé sur l’élément rayonnant après avoir traverser le plan de masse et le diélectrique. Le conducteur extérieur est quant a lui soudé au plan de masse. (Figure III.6).

Fig. III.6 : Alimentation par sonde coaxiale



L’avantage de cette technique est qu’elle peut être placée à n’importe quel endroit désiré du patch afin d’assurer l’adaptation d’impédance. Cependant son inconvénient principal est qu’elle fournit une bande passante étroite et elle manifeste des complexités mécaniques (perçage du substrat, soudure, …), qui font que ce type d’alimentation devient très coûteux, particulièrement pour les réseaux d’antennes.

3.3 Alimentation couplée par fente (ouverture) : Dans ce type d’alimentation, le patch rayonnant et la ligne micro ruban d’alimentation sont séparés

par le plan de masse (fig. III.7). Le couplage entre le patch et la ligne d’alimentation est assuré par une fente ou une ouverture dans le plan de masse.

L’ouverture de couplage est habituellement centrée sous le patch. La quantité de couplage à partir de la ligne d’alimentation au patch est déterminée par la forme, la taille et l’emplacement de l’ouverture. Puisque le plan de masse sépare le patch et la ligne d’alimentation, le rayonnement parasite est minimisé. L’inconvénient de telle technique et sa complexité de fabrication. Cette complexité réside dans : l’ouverture dans le plan de masse, La réalisation de deux couches diélectriques. Elle reste tout de même utilisée pour certaines applications, car elle permet une amélioration de la bande passante qui peut aller jusqu'à 25%.

Fig. III.7 : Alimentation couplée par fente

3.4 Alimentation couplée par proximité : Cette technique d’alimentation est connue également sous le nom de couplage électromagnétique.

Deux substrats diélectriques sont employés tels que la ligne d’alimentation est située entre les deux substrats et le patch est imprimé sur le substrat supérieur (fig. III.8). L’avantage principal de cette technique est quelle élimine le rayonnement parasite due à l’alimentation et fournit une largeur de bande élevée (plus que 13%), en raison de l’augmentation global de l’épaisseur de l’antenne microbande. Cette technique fournit également des choix entre deux milieux diélectriques différents, un pour le patch et un pour la ligne d’alimentation pour optimiser les performances de l’antenne.



Fig. III.8 : Alimentation couplée par proximité

3.5 Comparaison entre ces différentes techniques d’alimentations :

Caractéristiques

Alimentation par lmicroruban

Alimentation

Coaxiale

alimentation couplée par Ouverture

alimentation couplée par Proximité

rayonnement parasite de l’alimentation

Plus Plus Moins Minimum

Fiabilité Meilleur Pauvres à cause de soudure Bon Bon

Facilité de fabrication Facile

Soudure et forage requis

Alignement requis

Alignement requis

adaptation d’Impédance Facile Facile Facile Facile

Bande passante 2-5% 2-5% 2-5% 13%

Tab III.1: Comparaison entre les différentes techniques d’alimentations

4 - Alimentations pour polarisations orthogonales ou circulaires :

4.1- Polarisations orthogonales :

Fig. III.9 : Orientation du plan E et des courants surfaciques sur l’élément rayonnant selon la position du point d’excitation (a) et (b).



Les courants surfaciques, qui sont produits sur l’élément métallique, sont dirigés selon l’axe de symétrie passant par le point d’excitation (Fig. III.9 (a) et(b)) : ils sont donc à polarisation uniforme et il en résulte que les champs E et H rayonnés pour une excitation donnée sont à polarisations rectilignes. Si les excitations sont effectuées sur deux axes de symétrie orthogonaux, les courants et les champs produits sont à polarisations orthogonales, c’est-à-dire que le plan E lié à une excitation correspond au plan H de l’autre, et réciproquement (Fig. III.10).

Fig. III.10 excitation pour obtenir des polarisations orthogonales

4.2- Polarisations circulaires : Pour avoir une polarisation circulaire, il faut que les deux excitations orthogonales dans l’espace

soient, de plus, déphasées de 90° dans le temps. Pour un déphasage de + 90° la polarisation est circulaire droite (P.C.D), tandis qu’elle est circulaire gauche (P.C.G) pour un déphasage de – 90°.

(a) (b) (c)

Fig. III.11 : Point d’alimentation pour obtenir une polarisation circulaire avec un élément a. presque carré, b. carré avec une fente en diagonale, c. carré à coins tronqués.

5 - Élargissement de la bande des antennes microruban:

Puisque la largeur de bande dépend de la dimension physique de la plaque, une façon de l’augmenter est d’agrandir les dimensions de l’antenne. Pour un seul élément, la dimension peut être augmentée en rendant l’antenne plus longue, plus large ou plus épaisse. La longueur de la plaque est dictée par l’exigence qu’elle soit résonnante. Elle peut être allongée seulement en décroissant la constante diélectrique du substrat, ce qui n’est pas souhaitable, car un substrat de grande constante diélectrique favorise l’excitation des ondes de surface. La largeur de la plaque peut être augmentée jusqu'à la limite d’une longueur d’onde dans le diélectrique, plus loin que ça, des modes de transmission d’ordres supérieurs peuvent être excités.

La façon la plus facile pour augmenter la largeur de bande est d’utiliser des substrats épais. Une étude paramétrique a été effectuée pour analyser l’impact de cette variable sur la largeur de bande. La figure III.13 montre la largeur de bande en fonction du paramètre (h/λ0) pour différents substrats. À partir de ces résultats, on peut conclure que la largeur de bande de l’antenne plaque décroît quand la constante diélectrique εr croît, et elle augmente quand l’épaisseur du substrat augmente.



L'augmentation de la largeur de bande peut être réalisée aussi par un choix approprié de la

technique d'alimentation ou du réseau d'impédances d’adaptation. Plus précisément, d’autres méthodes, soit l’adaptation ou la technique d’alimentation ont été utilisées pour augmenter la bande passante d’une antenne microruban.

Fig. III.13 : LB (%) d’une antenne plaque rectangulaire en fonction de l’épaisseur du substrat pour plusieurs constantes diélectriques du substrat.

5.1- Méthode d’adaptation:

Une première méthode d’adaptation est d’alimenter l’antenne avec une ligne quarte d’onde connectée au bord de la plaque. Cette méthode est très utilisée dans le cas d’une antenne alimentée par une ligne microruban et l’impédance du transformateur quart d’onde s’obtient par [8]. Une deuxième méthode s’applique aux plaques alimentées par des lignes coaxiales. La source est mise à l’intérieur de la plaque dans un point où elle produit la même impédance que celle du câble. Dans ce cas, la bande passante est définie par :

Q est le facteur de qualité définie comme suit: Q = Energie stockée / Energie dissipée. S une valeur donnée dans lequel le taux d’onde stationnaire TOS (VSWR) est plus petit ou égal à cette valeur (TOS ≤ S). Aucune des deux méthodes ne produit la largeur de bande maximale pour ce type d’adaptation. La largeur maximale est obtenue quand :

Pour réaliser cette valeur de T, la plaque est adaptée à R0/T. Ceci crée une désadaptation dans la ligne dont l’impédance est Zc. Quand les méthodes d’adaptation présentées ci-dessus sont utilisées, la plaque devient parfaitement adaptée à une seule fréquence, soit la fréquence de résonance. Le TOS est très bon à



cette fréquence et autour d’elle, mais il se dégrade en s’éloignant. Avec la condition précédente, l’adaptation est moins bonne que dans le cas de la fréquence de résonance, mais elle s’étend sur une plage plus large. La largeur de bande obtenue est donnée par :

5.2 Élargissement de la bande passante par modification de l’élément rayonnant : Introduction de fentes :

La figure III.14 illustre l’idée de base et permet d’expliquer le mécanisme d’élargissement de bande par insertion de fentes. Une antenne patch ordinaire peut être modélisée par un simple circuit résonant LC (figure III.14(a)). Les courants circulent de la position d’alimentation vers les bords. Les valeurs de L et C sont déterminées par la longueur des lignes de courants. L’insertion de fentes modifie très sensiblement le résonateur, notamment en introduisant une seconde résonance comme le montre la figure III.14(b). Dans la partie centrale, le courant circule comme dans un patch ordinaire ; le circuit LC qui modélise cette zone résonne à la fréquence initiale. Cependant, aux bords du patch, le courant doit contourner les fentes, ce qui augmente la longueur des lignes de courant. Cet effet peut être modélisé par une self supplémentaire ΔLs en série, correspondant à une résonance plus basse. L’antenne est donc équivalente à deux résonateurs. Ces derniers sont de plus fortement couplés ce qui conduit à l’obtention d’une large bande passante.

(a)

(b)

Fig. III.14 : antenne patch avec une fente

5.3 Technique d’alimentation :

Pour obtenir une bonne largeur de bande, il faut augmenter la largeur du substrat diélectrique. Afin de tenir les ondes de surface à un niveau faible, le constant diélectrique du substrat en question doit être la



plus basse possible. Les plaques sur un substrat épais peuvent être alimentées par une ligne microruban. Pour tenir l’impédance constante, les largeurs des lignes doivent être en concordance avec l’augmentation du substrat. Une ligne trop large va rayonner et son rayonnement va interférer avec le rayonnement de la plaque. L’inductance introduite par ce type d’alimentation donne un caractère inductif à l’impédance d’entrée. La façon de compenser cet effet inductif est d’additionner une capacité en série. Ceci peut se faire à l’extérieur, dans le réseau d’alimentation, ou dans la plaque elle même. À la résonance l’inductance équivalente est une résistance pure. La capacité est choisie de sorte que sa réactance soit suffisante pour annuler la réactance inductive de la source. Cette capacité est donnée par la relation suivante: Où ωr est la pulsation à la résonance et Ls est l’inductance de la source. Parmi les techniques d’alimentation on trouve,

L’alimentation par sonde, L’alimentation par le bord, Le couplage de proximité à une ligne microruban, Le couplage d’ouverture par une alimentation en ligne microruban, L’alimentation coplanaire de guide d’onde. L’alimentation par ligne microruban en forme de L est une nouvelle technique utilisée récemment

pour élargir la bande de l’antenne plaque en technologie microruban. Une augmentation davantage de la largeur de bande est obtenue en utilisant cette méthode d'alimentation améliorée. L’alimentation par couplage électromagnétique en forme de L est différente des autres techniques d’alimentation, offrant l’avantage d’avoir une large bande sans aucun circuit d’adaptation. La figure suivante montre la structure d’une alimentation en forme de L:

Fig. III.15 : (a) alimentation ligne microruban en forme de L, (b) alimentation coaxiale en forme de L.

La structure d’alimentation en forme de L agit comme un circuit résonant LC série connecté au circuit composé des éléments résonnants RLC parallèle de la plaque. La partie horizontale de l’alimentation en L fournit une capacité qui compense l’inductance introduite par la partie verticale de cette alimentation. Une alimentation conventionnelle d’une plaque introduit seulement une inductance qui dégrade la largeur de bande de l’antenne plaque. Dans le nouveau type d’alimentation en forme de L, le mécanisme de couplage est de prédominance capacitive.

6 - Conclusion :



Dans ce chapitre nous nous intéressé aux antennes UWB basée sur les antennes patch en donnant un aperçu rapide sur les antennes patch et les techniques d’alimentation ; ces dernières permettent le passage d’une antenne patch à bande étroite à une antenne travaillant dans des bandes très larges bande (UWB) en utilisant des techniques d’élargissement appropriées. Pour mieux appréhender cette partie théorique, le chapitre suivant fera l’objet de la simulation des antennes patch a large bande à l’aide du logiciel microwave CST pour mieux caractériser leurs performances en se basant sur les caractérisations classiques et spécifiques.


1 ‐ Introduction :

La simulation comporte 2 parties, la première est consacrée à la conception et simulations des antennes UWB en utilisant le logiciel d’application CST ; on utilise ensuite le logiciel MATLAB pour déterminer quelque critère de performance qu’on ne peut avoir avec CST. Nous utilisons le logiciel Microwave Studio de CST (Computer Simulation Technology). Celui-ci utilise la méthode des intégrales finies (Finite Integration Technique FIT). Elle consiste à discrétiser spatialement les équations de Maxwell sous leur forme intégrale. Le maillage généré est donc volumique. Dans Microwave Studio, chaque cellule du maillage est cubique. Puis, l’outil de résolution temporelle

remplace les dérivées partielles temporelles par des différentielles Δt. Le choix de ce logiciel se

justifie par une utilisation d’un outil de résolution dans le domaine temporel très avantageuse pour la simulation d’antennes ultra large bande. La Figure IV.1 présente un exemple de maillage généré par Microwave Studio.

Fig. IV.1 : Maillage d’une antenne rectangulaire

2 – Objective de simulation :

Dans cette partie nous simulons quelques types d’antennes patch, nous montons en fréquence tout en cherchant à augmenter la bande passante par application des technique citées dans le troisième chapitre. Donc l’objectif de ce chapitre est de mettre en évidence ces techniques et passer à la caractérisation de ces antennes à l’aide des critères classiques et spécifiques étudiées dans la deuxième chapitre. Les résultats attendus doit respecter les conditions suivantes :

une largeur de la bande supérieure à 500 MHZ ou la bande fractionnaire est supérieure à 20%. Un coefficient de réflexion inferieur a -10dB (TOS< 2) déterminé a partir de la bande des dimensions d’antennes respectent des marges pour la miniaturisation d’antennes. La distorsion introduit par l’antenne soit faible.

Nous utiliserons aussi le logiciel MATLAB pour déterminer la fidélité absolue pour chaque antenne simulé. 3 - La simulation :


3.1 - Antenne multicouche avec des éléments de rayonnement sous forme E :

(a) Vue de dessus (b) Vue de coté

Fig. IV.2 : Géométrie de l’antenne à deux patchs empilés en forme de E.

- Le patch inférieur sera appelé E1 et le patch supérieur appelé E2. - La conception de ce patch dérive de celle de patch en forme de U. - Ainsi le patch E2 a été conçu selon le principe qu’on vient d’expliquer (Figure IV.2).

La dimension du patch E2 ainsi que les paramètres de fentes (longueur, largeur et position) et l’épaisseur de la deuxième couche de mousse ont été optimisés de manière à ce que la limite basse de la bande passante d’E2 soit légèrement supérieure à la limite haute de celle d’E1. Ainsi les bandes individuelles de chaque patch seront en quelque sorte juxtaposées et la structure finale à deux patchs aura une large bande passante.

a) Patch en E. (b) Patch « E2 » Fig. IV.3 : les dimensions des éléments rayonnants de forme E

P1 W2 Ls1 W1 L1 Ws1 W3 17 5.75 24 15.2 21 4 2.85

P2 Ps2 Ws2 Ls2 h1 h2 S


6.4 6 1.3 18 7 12 13 Tab. IV.1: Demonssion de l’antenne (mm).

Fig. IV.4 : Prototype de l’antenne

4.1.1 - Résultats :

Fig. IV.5 : Coefficient de réflexion du prototype réalisé.


Fig. IV.6 : Diagramme du rayonnement du l’antenne en 3D a 3GHz et 4GHz

Fig. IV.7: Gain a 4 GHz. Fig. IV.8: Gain a 3 GHz

Dans les figures IV.7 et IV.8 on trace le gain pour différentes fréquences [3 et 4 GHz]. On constate un dépointage du lobe principal autour de l’axe Z pour la fréquence 3GHz. Le dépointage reste inférieur à 5°.

Pour la fréquence 4GHz, le diagramme de rayonnement représente un lobe secondaire avec un niveau faible .et le dépointage est important (-20.9°) par rapport aux l’axe Z.

L’ouverture à -3 dB estimée sur le diagramme est relativement large (83.6° environ à f=3GHz et 79.8° à f=4GHz), ce qui est souhaitable pour les applications UWB sectorielles.

L’analyse de performance du l’antenne a été aussi effectuée dans le domaine temporel. Ainsi, on montre dans la figure IV.9 la forme d’onde d’excitation et la forme d’onde rayonnée par l’antenne dans la direction de l’axe Z en réponse à cette excitation. Le signal d’excitation étant un signal gaussien.

On constate que la distorsion introduite par l’antenne est nulle. La différence entre les deux signaux concerne l’amplitude.


(a) Impulsion d’excitation (b) l’impulsion rayonnée

Fig. IV.9 : (a) Signal gaussien d’excitation, (b) impulsion rayonnée par l’antenne dans la direction de l’axe Z.

La figure suivante a été tracé a l aide de MATLAB pour le but de terminer la fidélité absolue(FA) de l’antenne simulée qui permet de quantifier la fidélité de l’antenne dans la direction principale de rayonnement, on trace aussi l’inter corrélation du signal d’entré et le signal de la sortie et l’auto corrélation du signal d’entré.

Fig. IV.10 : La fidélité absolue de l’antenne multicouche

A partir la figure la fidélité absolue a une valeur de -2.71dB. Ce qui corresponde 0.76.

- Commentaire :

L’antenne réalisée respecte les contraintes de départ sur la performance, le coût, la complexité et la taille. Par ailleurs l’utilisation de substrats à la place des couches en mousse, cela impliquera probablement une diminution de la bande d’adaptation.


3.2 - La simulation de l’antenne avec un élément rayonnant triangulaire :

Dans ce cas on a essayé de simuler antenne de forme triangulaire avec une alimentation en forme de L pour obtenir une large bande, nous avant choisi l’air comme substrat. (H=1cm).

a).Vu de face de l’antenne b).vue de coté de l’antenne

Fig. IV.11. Prototype de l’antenne

(a) (b)

Fig. IV.12 : Coefficient de réflexion (a)et le TOS(b) du l’antenne simulée.

(a) (b)


Fig. IV.13 Le diagramme de rayonnement en 3D a 6GHz (a) et a 7GHz (b).

(a) (b)

Fig. IV.14 Le diagramme de rayonnement a 6GHz (a) et a 7GHz (b).

Dans la figure IV.14 on trace le gain pour la fréquence [6 et 7 GHz]. Le dépointage du lobe principal autour de l’axe Z pour la fréquence 6 GHz est environ est de 15°. L’ouverture à -3 dB estimée sur le diagramme est de 50.4°.

Pour la fréquence 7GHz le dépointage de la lobe principal moins que à 6GHz (10°), et le diagramme de rayonnement est plus directif (L’ouverture à -3 dB est 42°), mais il représente une lobe secondaire avec un niveau important (-8.8 dB par contre le niveau de lobe principale est 5.2dB).

L’analyse de performance du l’antenne dans le domaine temporel :

Fig. IV.15 Comparaison entre le signal d’entrée (rouge) et le signal de la sortie (verre).

D’âpres la figure IV.15 on constatant que le signal de sortie à un affaiblissement négligeable par rapport a le signal d’entrée avec un temps de réponse de 0.17 ns. Et la distorsion est faible.


Fig. IV.16 : la fidélité absolue de l’antenne triangulaire D’après la figure IV.16, on détermine la fidélité absolue qui égale -0.294 dB. (0.97).

- Commentaire :

L’antenne réalisée n’est pas complexe et sa taille est acceptable. On peut dire que cette antenne est performante car elle repend aux caractéristiques (distorsion relativement faible, haute fidélité, gain acceptable, forte directivité, une bande passante importante 2.33GHz).

3.3 - Antenne rectangulaire avec alimentation micr-oruban :

Fig. IV.17. Prototype de l’antenne


L’antenne présenté dans la figure 4.15 est une rectangulaire a une longueur L=28mm. Et a une

largeur W=16mm, ξr= 2.2 ; la hauteur du substrat est0.2mm.

Fig. IV.18 : Coefficient de réflexion (a)et le TOS(b) du l’antenne simulée.

Les courbes du coefficient de réflexion et du TOS de l’antenne donne une bande d’adaptation de 1.78GHz à – 10 dB.

L’analyse de performance de l’antenne dans le domaine temporel a été effectuée afin de mettre en valeur la distorsion introduite par cette dernière.

Fig. IV.19 : Forme d’onde du signal d’excitation et rayonné dans la direction de l’axe Z.

On constate d’après la figure IV.19 une distorsion négligeable introduite par l’antenne, on constate ainsi un affaiblissement important de l’onde rayonnée en comparaison à celle d’excitation.


(a) (b)

Fig. IV.20 : Le diagramme de rayonnement en 3D a 8GHz (a) et a 9GHz (b).

Les diagrammes de rayonnement illustrant dans la fig. IV.20 montrent que cette antenne est omnidirectionnelle.

(a) (b)

Fig. IV.21: Le gain a les fréquences 8 GHz et 9GHz

Dans la figure IV.21 on trace le gain pour différentes fréquences [8 et 9 GHz], L’antenne est adaptée à une bande de fréquence [de 7.82 à 9.5GHz]. Elle présente un diagramme de rayonnement omnidirectionnel avec un gain max 8.3 dB a 8GHz et 8.86dB a 9.5 GHz.


Fig. IV.22 : la fidélité absolue de l’antenne rectangulaire

La fidélité a été calculé est sa valeur ‐4.706 dB. (0.624).

- Commentaire :

Malgré que l’antenne réalisée soit une antenne rectangulaire simple, elle peut fonctionner dans une bande importante à haut fréquence, mais l’inconvénient c’est qu’elle cause un grand affaiblissement à l’impulsion rayonnée (fidélité faible) ce qui n’est pas souhaitable dans les systèmes UWB.

4- Conclusion :

Le tableau suivant décrit la comparaison entre ces trois antenne dans le but de quantifié la performance de chacune en utilisant les résultats des différents paramètres de performance pour voir l’antenne la plus performante et le plus adaptée à la transmission dans les systèmes de communication UWB.


Antenne Bande (GHz)

Dimensions (mm)

Passante fmin-fmax

Gain

(dB)

Distorsion Diagramme de rayonnement

complexité

55×55

2.72-4.43

4.15 a3GHz 5.45 à 4 GHz

faible

directif

moyen

50×45

4.85-7.42 GH

6.38 à 6 GHz 5.13 à 7 GHz

faible

directif

simple

32×28

7.82-9.5 GHz

4.15 a3GHz 5.45 a 4 GHz

faible omnidirectionnelle

simple

Tab. IV.2 : Tableau récapitule la comparaison entre trios antennes simulées.


CCOONNCCLLUUSSIIOONN GGEENNEERRAALLEE


AABBRREEVVIIAATTIIOONNSS

CDMA Code Division Multiple Access Accès Multiple à Répartition par

Les Codes (AMRC) BPSK Binary Phase Shift Keying Saut de phase binaire DAA Detection And Avoidance Détection et évitement FCC Federation Communications Commission FFT Fast Fourier Transform Transformée de Fourier Rapide (TFR) GPR Ground Penetrating Radar Radar à pénétration du sol GPS Global Positioning System Système de positionnement ISM Industrial, Scientific, Medical Industriel, Scientifique, Médical IR Impulse Radio Radio impulsionnelle LAN Local Area Network Réseau local LOS Line-Of-Sight Ligne directe MBOA Multi-Band Ofdm Alliance Alliance Multi-bande OFDM MB-OFDM MultiBand-OFDM Multi-bande OFDM OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex par répartition Multiplexing orthogonale de la fréquence OOK On Off Keying Tout ou rien PAM Pulse Amplitude Modulation Modulation d’impulsions en

amplitude PAN Personal Area Network Réseau personnel PCS Personal Communication System Système de communication

personnel PSD Power Spectral Density Densité Spectrale de Puissance (DSP) PSK Phase Shift Keying Saut de phase QAM Quadrature Amplitude Modulation Modulation d’amplitude en

quadrature QPSK Quadrature Phase Shift Keying Saut de phase en quadrature UMTS Universal Mobile Telecommunication Système de télécommunications

System mobiles universel UNII Unlicensed National Information

Infrastructure UWB Ultra Wide Band Ultra Large Bande (UWB) WiFi Wireless Fidelity WLAN Wireless Local Area Network Réseau local sans fil

RREEFFEERREENNCCEE

[1] * Caractérisation et modélisation du canal de propagation radio en contexte Ultra Large Bande* Par Pascal Pagani, Soutenue le 28 novembre 2005 à l’institut National des Sciences Appliquées de Rennes.

[3] Thèse pour obtenir le grade de docteur de l’INP présentée et soutenue par YVAN DUROCTITRE *contribution au développement de modèles orientes système pour les antennes des communications ultra large bande*

[4] Thèse pour obtenir le grade de docteur de l’INP présentée et soutenue par YVAN DUROCTITRE *contribution au développement de modèles orientes système pour les antennes des communications ultra large bande*

[2] Thèse présentée par Hassan GHANNOUM pour obtenir le grade de docteur de l’Ecole Nationale Supérieure des Télécommunications *Etude conjointe antenne/canal pour les communications Ultra Large Bande en présence du corps humain* [5] article *Conception et caractérisation d'antennes ULB pour communications multimédia haut débit* Par A. Sibille1, C. Roblin1, S. Bories1, A.C. Lepage2, X. Begaud2 ,1ENSTA/UEI, 2004 [6] *Conception d’une antenne à bande élargie micro ruban ,pour une antenne –réseau à balayage électronique* mémoire présenté a la faculté des études supérieures de l’université Laval pour l’obtention du grade de Maitre ès Sciences (M. SC). [7] *conception et fabrication d'antennes micro-rubans couplées par fentes permettait une polarisation circulaire variable* par JEXX-FRWÇOIS BLAIN université de Montréal.

[8] micro-ondes 2.circuit passifs, propagation, antennes par paul F.Combes. Les Livres :

1. UWB Theory and Applications (Edited by :Ian Oppermann, Matti Ha¨ma¨ la¨ inen and Jari Iinatti). University of Oula, Finland.

2. Ultra Wideband Signals and Systems in Communication Engineering. Second Edition 2007(by M. Ghavami King’s College London, UK. John Wiley & Sons, Ltd.

3. Ultra-Wideband, Short-Pulse Electromagnetic .( Edited by Carl E. Baum , University of New Mexico,springer).[ 2007 Springer Science+Business Media, LLC].

caractérisation et performance des antennes u.w.b-

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