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REPUBLIQUE DEMOCRATIQUE DU CONGO UNIVERSITE DE LUBUMBASHI
FACULTE POLYTECHNIQUE DEPARTEMENT D’ELECTROMECANIQUE
Présenté par BANZA BUTSHE Jack
Projet individuel présenté et défendu en vue de l’obtention de grade de bachelier Ingénieur Civil électromécanicien.
DIMENSIONNEMENT D’UN
VARIATEUR ELECTRONIQUE DE
VITESSE D’UN MOTEUR A
COURANT ALTERNATIF TRIPHASE
JUIN 2017
REPUBLIQUE DEMOCRATIQUE DU CONGO UNIVERSITE DE LUBUMBASHI
FACULTE POLYTECHNIQUE DEPARTEMENT D’ELECTROMECANIQUE
Présenté par BANZA BUTSHE Jack
Projet individuel présenté et défendu en vue de l’obtention de grade de bachelier Ingénieur Civil électromécanicien.
Dirigé par Dr. Ir. KALENGA KAUNDE KASONGO Jimmy Encadré par Ir. LUKOMBA KABULO Noël
DIMENSIONNEMENT D’UN
VARIATEUR ELECTRONIQUE DE
VITESSE D’UN MOTEUR A
COURANT ALTERNATIF TRIPHASE
Année Académique 2015-2016
~ i ~
DEDICACE
A toi Feu Mère KUMWIMBA KYUNGU Rachel, qui ce jour, sombre dans l’océan des anges, je te dédie à titre
posthume ce travail, car tu as semé sans pour autant goûter aux fruits mûrs des sacrifices consentis et souffrances
endurées pour mon éducation.
A notre très cher père, toi qui te donne jusqu’aujourd’hui corps et âme pour continuer le chemin que
vous aviez commencé à deux avec notre feu mère pour notre éducation. Je te souhaite Longue vie cher père.
A mes frères et sœurs Nathalie, Esther, David, Petro, Helga, Rachel, Jean-Baptiste et notre adorable
cadette Gracia, je souhaite un meilleur avenir.
A toute ma famille élargie qui m’a toujours encouragé de loin ou de près durant mes années d’études.
A mes amis et à toutes les personnes qui ont une place spéciale dans ma vie.
Banza Butshe Jack
~ ii ~
REMERCIEMENTS
Je tenais à remercier Dieu de m’avoir donné la patience de terminer ce travail.
Je tiens à remercier mon Directeur Dr. Ir. KALENGA KAUNDE KASONGO
Jimmy et je lui exprime toute ma reconnaissance pour sa confiance en mon travail, sa patience
et ses nombreux conseils qu’il m’a prodigués.
Mes remerciements les plus particuliers vont à Mr. Ir. LUKOMBA KABULO
Noël, mon Co-directeur, pour m’avoir proposé ce sujet de mémoire très intéressant et très
ambitieux, je le remercie également pour son suivi, son aide, ses précieux conseils, sa
gentillesse, ainsi que pour le temps qu’il a bien voulu me consacrer.
Je voudrais exprimer mes profonds respects à tous les Enseignants qui m’ont
encadré durant mes études.
J’exprime ma gratitude à tous les consultants et internautes rencontrés lors de
recherches effectuées et qui ont accepté de répondre à mes questions avec une grande
compréhension et générosité.
Que tous ceux qui m’ont aidé matériellement ou moralement et dont les noms
n’apparaissent pas dans les lignes précédentes trouvent en ces quelques mots ma profonde
reconnaissance.
Enfin un merci particulier à ma famille pour m’avoir motivé, encouragé et
soutenu durant mes années d’études.
Merci à tous et toutes.
~ iii ~
RESUME
L’objectif de ce travail est le dimensionnement d’un circuit électronique pour la
réalisation d’un variateur électronique de vitesse d’un moteur à courant alternatif triphasé.
Nous avons mené une étude sur la variation de la vitesse de rotation en se basant
sur le principe de la commande scalaire (v/f constant) afin de garder un flux constant pour un
moteur asynchrone. Ce variateur électronique de vitesse est alimenté par une source
alternative de tension triphasée. Cette tension est redressée par un pont de diode triphasé qui
alimente un onduleur piloté par la commande de modulation en largeur d’impulsion (MLI)
engendrée dont les signaux de commande seront générés par un microcontrôleur de la carte
« Arduino ».
Nous avons commencé par l’étude de différentes parties de l’équipement
électronique permettant la variation de la vitesse de rotation d’un moteur à courant alternatif
triphasé, et avons terminé par le dimensionnement du circuit électronique ainsi que le choix
de composants à utiliser pour arriver à la réalisation d’un variateur électronique de vitesse
d’un moteur asynchrone triphasé.
Mots clés :
- Moteur électrique,
- Moteur asynchrone,
- Variateur de vitesse,
- Variateur électronique de vitesse,
- MLI,
- Onduleur triphasé,
- Redresseur de tension triphasée,
- Dimensionnement.
~ iv ~
Table des matières DEDICACE ................................................................................................................................................. i
REMERCIEMENTS ..................................................................................................................................... ii
RESUME ................................................................................................................................................... iii
Table des matières ................................................................................................................................. iv
INTRODUCTION ....................................................................................................................................... 1
Chapitre 1. GENERALITES SUR LES MOTEURS ELECTRIQUES ET LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES ... 3
I.1. LES MOTEURS ELECTRIQUES ................................................................................................... 3
A. Généralités .............................................................................................................................. 3
B. Différents types de moteurs électriques ................................................................................. 3
a. Les moteurs à courant continu ............................................................................................ 3
b. Les moteurs à courant alternatif ......................................................................................... 3
C. Le moteur asynchrone ............................................................................................................. 4
a. Constitution ......................................................................................................................... 4
b. Principe de fonctionnement d’un moteur asynchrone ....................................................... 5
c. Puissance d’un moteur asynchrone .................................................................................... 6
d. Couple moteur d’un moteur asynchrone ............................................................................ 6
e. Démarrage des moteurs asynchrones triphasés ................................................................. 8
f. Réglage de la vitesse de rotation de moteur asynchrone ................................................... 9
I.2. LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES ..................................................................................... 11
A. Composants électroniques de base ...................................................................................... 11
a. La résistance ...................................................................................................................... 11
b. La résistance variable ........................................................................................................ 11
c. La bobine d’auto-induction ............................................................................................... 13
d. Le condensateur ................................................................................................................ 14
e. La diode à jonction ............................................................................................................ 15
f. La diode zener ................................................................................................................... 16
g. La diode électroluminescente (Del) ou LED (Light Emetting Diode) ................................. 16
h. La cellule photovoltaïque .................................................................................................. 17
i. Autres types de diodes ...................................................................................................... 17
j. Le transistor ....................................................................................................................... 17
k. Le thyristor ........................................................................................................................ 20
l. Le thyristor GTO ................................................................................................................ 21
m. Le triac ........................................................................................................................... 22
B. Les circuits intégrés analogiques ........................................................................................... 22
~ v ~
Chapitre 2. ETUDE D’UN CIRCUIT ELECTRONIQUE DE VARIATION DE VITESSE D’UN MOTEUR A
COURANT ALTERNATIF TRIPHASE ET D’UN MICROCONTROLEUR ........................................................ 23
II.1. Etude du circuit électronique de variation de la vitesse de rotation d’un moteur ............... 23
A. Principe de la commande d’un moteur asynchrone ............................................................. 23
B. Le redresseur ......................................................................................................................... 28
C. Le circuit intermédiaire ......................................................................................................... 30
D. L’Onduleur ............................................................................................................................. 31
a. Principe de fonctionnement (onduleur de tension triphasée) ......................................... 32
b. Techniques de commande ................................................................................................ 34
c. Techniques de production d’onde MLI ............................................................................. 36
II.2. Le microcontrôleur ................................................................................................................ 37
A. Généralités ............................................................................................................................ 37
B. Le microcontrôleur Arduino .................................................................................................. 38
Chapitre 3. DIMENSIONNEMENT DU VARIATEUR ELECTRONIQUE DE VITESSE D’UN MOTEUR A
COURANT ALTERNATIF TRIPHASE ......................................................................................................... 39
III.1. Introduction ........................................................................................................................... 39
III.2. Cahier des charges ................................................................................................................ 39
III.3. Schéma synoptique du projet ............................................................................................... 40
III.4. Réalisation du module de puissance ..................................................................................... 41
A. Redresseur ............................................................................................................................. 41
A. Onduleur................................................................................................................................ 43
III.5. Réalisation du module de commande (Etage de commande) .............................................. 45
A. Isolation galvanique du circuit de commande ...................................................................... 45
B. Circuit de commande rapprochée de MOSFET ..................................................................... 47
C. Circuit générateur de signaux de commande ....................................................................... 52
D. Circuit d’alimentation ............................................................................................................ 54
CONCLUSION ......................................................................................................................................... 57
BIBLIOGRAPHIE ...................................................................................................................................... 58
ANNEXES................................................................................................................................................ 60
~ 1 ~
INTRODUCTION
Le développement dans le domaine de l’industrie a entrainé une utilisation accrue
des moteurs de différents types, se différenciant entre eux par plusieurs facteurs. Notamment
la nature de leur source d’alimentation qui peut être thermique, hydraulique, électrique …, ou
leur fonctionnement d’être utilisé soit comme moteur, soit comme générateur.
L’utilisation de moteurs électriques est devenue une solution inévitable pour le
futur dans différents domaines pour plusieurs raisons, parmi lesquelles la minimisation des
émissions des gaz à effet de serre ainsi que la réduction de consommation des ressources
énergétiques non renouvelables.
Cependant on estime actuellement, parmi les moteurs utilisés dans le monde, 80%
sont de moteurs électriques asynchrones. On les trouve dans plusieurs applications, dans le
transport (trains, navires, véhicules électriques), dans l’industrie (machines-outils) ainsi que
dans l’électroménagère.
Le choix d’utilisation de moteurs asynchrones présente plusieurs avantages : leur
facilité de construction et de maintenance ; leur coût minimal et leur rendement. Dans la
plupart des applications industrielles, différentes machines sont appelées à fonctionner à de
différentes gammes de vitesse, alors que le moteur asynchrone adapté à ces applications est
conçu, dès sa fabrication, pour donner une seule vitesse de rotation imposée par deux
contraintes : la fréquence du réseau d’une part et le nombre de pôles d’autre part.
C’est ainsi que dans ce présent projet nous considérerons la partie commande du
moteur électrique. Il s’agira donc de faire une étude et un dimensionnement d’un circuit
électronique permettant la variation de la vitesse de rotation pour la réalisation d’un variateur
électronique de vitesse d’un moteur à courant alternatif triphasé.
Pour arriver à varier la vitesse, les études ont montré qu’un moteur asynchrone
nécessite une alimentation de fréquence et amplitude variable. Plusieurs méthodes existent à
cet effet. Nous avons choisi, quant à nous, d’exploiter la commande scalaire basée sur le
rapport tension- fréquence v/f constant qui implique un flux constant.
Cette alimentation est assurée par un onduleur de tension triphasée constitué de
trois bras dont chacun a deux interrupteurs qui sont commandés par un processus d’ouvertures
et fermetures dans le temps très court et soigneusement pensé pour créer une alimentation à
fréquence et amplitude variables.
Les interrupteurs de l’onduleur doivent être pilotés pour son fonctionnement.
C’est ainsi que plusieurs techniques de commande existent. Nous exploiterions la technique
de modulation en largeur d’impulsion (MLI) sinus-triangle qui consiste à comparer deux
ondes : la porteuse triangulaire et la modulante (référence) sinusoïdale. La vitesse de
génération d’impulsion ne peut être contrôlée par des techniques modernes, telles que
l’utilisation des microcontrôleurs comme les Pic, les Arduino et les FPGA.
L’onduleur doit être alimenté par une source continue de tension. D’où la
nécessité d’un redresseur de tension triphasée qui transformera la tension alternative triphasée
en une tension redressée.
~ 2 ~
L’objectif du présent projet de fin d’études peut être résumé comme suit :
- Faire une étude des paramètres et du circuit électronique permettant de modifier la
vitesse de rotation d’un moteur à courant alternatif triphasé.
- Dimensionner le circuit électronique de variation de vitesse pour la réalisation pratique
d’un variateur électronique de vitesse d’un moteur asynchrone triphasé.
Afin de réaliser ces objectifs, nous avons organisé ce mémoire en trois chapitres.
En premier lieu nous parlerons sur les généralités des moteurs électriques et ferons un rappel
sur les composants électroniques de base.
En second lieu nous allons faire une étude de fonctionnement de différentes parties du circuit
électronique de variation de vitesse d’un moteur à courant alternatif triphasé.
En dernier lieu nous dimensionnerons les différents composants électroniques et ferons le
choix sur ces composants d’une manière progressive de différents étages du variateur
électronique de vitesse d’un moteur asynchrone triphasé.
~ 3 ~
Chapitre 1. GENERALITES SUR LES MOTEURS ELECTRIQUES ET
LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES
I.1. LES MOTEURS ELECTRIQUES
A. Généralités
Généralement, un moteur est un actionneur qui engendre un phénomène physique
à partir de l’énergie qu’il reçoit. Du point de vu mécanique, un moteur est une source
d’énergie mécanique.
Un moteur est une machine qui transforme toute forme d’énergie en énergie
mécanique ; nous retrouvons les moteurs électriques, moteurs thermiques, moteurs
hydrauliques, vérins, ressorts, etc.
Un moteur électrique est donc une machine qui transforme de l’énergie électrique
en énergie mécanique.
B. Différents types de moteurs électriques
Selon le genre du courant d’alimentation d’un moteur électrique, nous distinguons
deux types de moteurs : les moteurs à courant continu et les moteurs à courant alternatif.
a. Les moteurs à courant continu
Un moteur à courant continu est composé de l'inducteur ou stator qui est à
l’origine de la circulation d’un flux magnétique créé soit par des aimants permanents ou par
des enroulements statoriques, de l'induit ou rotor bobiné, et du collecteur et des balais
permettant le passage du courant électrique entre l'alimentation et les bobinages de l'induit
sous forme d'un contact par frottement.
Les moteurs à courant continu se classent selon le mode d’excitation, on retrouve
en générale: des moteurs à excitation indépendante, des moteurs à excitation parallèle, des
moteurs à excitation série et des moteurs à excitation composée.
L’inconvénient principal des moteurs à courant continu est le coût élevé : le
moteur à courant continue est 2 à 3 fois plus cher qu’un moteur asynchrone à rotor en court-
circuit.
b. Les moteurs à courant alternatif
Les moteurs électriques à courant alternatif sont de machines électriques
tournantes mettant en jeu des tensions et des courants alternatif ; dans cette catégorie nous
retrouvons deux types principaux à savoir les moteurs synchrones et les moteurs asynchrones.
Un moteur synchrone est une machine synchrone qui est caractérisée par une
vitesse de rotation 𝑛 fonction de la fréquence du réseau 𝑓, donnée par la relation:
𝑛 =𝑓
𝑝 I.1
~ 4 ~
où 𝑝 est le nombre de paire de pôles.
Son principe de fonctionnement est similaire à celui d’une machine à courant
continu, cependant un moteur synchrone n’a pas besoin d’un collecteur pour transformer la
force électromotrice induite dans l’enroulement de l’induit en force électromotrice continue.
Du point de vu construction d’une machine synchrone nous retrouvons : les
machines synchrones à pôles lisses et à pôles saillants.
Un moteur asynchrone c’est une machine qui, contrairement à un moteur
synchrone, sa vitesse de rotation 𝑛 dépend de la charge pour une fréquence 𝑓 donnée, c’est à
dire 𝑛 ≠𝑓
𝑝.
Nous remarquons que en générale, la vitesse de synchronisme 𝑛𝑠 de moteurs à
courant alternatif est imposée définitivement d’une part à la construction du moteur par le
nombre de pôles 2𝑝 et d’autre part par la fréquence 𝑓 du réseau d’alimentation.
Le stator d’un moteur asynchrone triphasé est similaire à celui d’une machine
synchrone triphasée, la différence réside au niveau du rotor, de ce fait, les moteurs
asynchrones sont subdivisés en deux grandes familles:
- Les moteurs asynchrones à rotor bobiné,
- Les moteurs asynchrones à rotor en court-circuit.
Les moteurs asynchrones à rotor en court-circuit sont aussi subdivisés en trois
groupes à savoir : les moteurs asynchrones à rotor en cage d’écureuil simple, à encoche
profondes et rotor en double cage d’écureuil.
C. Le moteur asynchrone
Un moteur asynchrone est un convertisseur électromécanique le plus utilisé dans les
applications industrielles ou domestiques de l’électricité ; on estime que 80% des moteurs de la
planète sont des moteurs asynchrones, du fait de leur coût inférieur à celui des autres machines, de
sa facilité d’installation, supportant des charges variables, et de son bon rendement.
a. Constitution
Un moteur asynchrone est constitué principalement d’une partie fixe, stator ou
inducteur, identique à celui d’une machine synchrone, comportant 𝑝 paires de pôles
(constituées chacune d’un pôle Nord et d’un pôle Sud) par phase formées par des
enroulements (bobines) couplés en étoile ou en triangle, parcourus par des courants
alternatifs, et d’une partie tournante, rotor ou induit constitué de conducteurs mis en circuit
fermé qui peut être :
- rotor bobiné : son enroulement et semblable à celui du stator, c’est-à-dire, même nombre de
pôles qu’au stator, couplés aussi en étoile et court-circuités sur eux-mêmes ; ces trois paires
sont reliées à l’extérieur par trois bagues. Ces moteurs sont aussi nommés moteurs à bagues.
~ 5 ~
- rotor à cage : ces rotors sont constitués de barreaux conducteurs en cuivre ou aluminium qui
sont reliés aux deux extrémités par deux couronnes conductrices. Ce modèle (en forme de
cage d’écureuil) se comporte comme un rotor bobiné, peu coûteux et très robuste est le plus
répandu.
Les deux parties sont séparées par un espace appelé entrefer.
Figure I.1: symbole d'un moteur asynchrone à cage d’écureuil à gauche et à rotor bobiné à droite.
b. Principe de fonctionnement d’un moteur asynchrone
Le principe de fonctionnement d’un moteur asynchrone est basé sur l’interaction
électromagnétique du champ tournant, c’est-à-dire, le courant fourni à l’enroulement
statorique par le réseau de fréquence 𝑓, crée une induction tournant 𝐵𝑠 de vitesse de rotation :
𝑛𝑠 =𝑓
𝑝 I.2
En supposant le rotor immobile il sera balayé par cette induction et les forces
électromotrices sont engendrées dans l’enroulement rotorique (loi de Faraday 𝑒 = −𝑑𝜙
𝑑𝑡 ), et
comme ses circuits sont court-circuité donc fermés, de courants rotorique sont induits et
prennent naissance dans l’enroulement rotorique lorsque les conducteurs de ce dernier sont
coupés par le champ tournant ; en vertu de la loi de Laplace1 et de la loi de Lenz2, ces forces
tendent à entraîner le rotor dans le sens des inductions tournants.
N.B : cette interaction magnétique n’est possible que si la vitesse 𝑛𝑠 du champ tournant se
diffère de celle de la vitesse de rotation 𝑛 du rotor, c’est à dire 𝑛𝑠 ≠ 𝑛; car si la vitesse de
synchronisme 𝑛𝑠 était égale à la vitesse de rotation 𝑛 du rotor, le champ serait immobile par
rapport au rotor et aucun courant ne serait dans l’enroulement rotorique.
Cette différence entre la vitesse de synchronisme 𝑛𝑠 et celle de la vitesse de
rotation 𝑛 du rotor est exprimée par la relation :
g =𝑛𝑠−𝑛
𝑛𝑠 I.3
où g est le glissement de la machine.
1 Loi de Laplace : tout conducteur parcouru par un courant et placé dans un champ magnétique est soumis à une force mécanique. 2 Loi de Lenz : le sens du courant induit est tel que, par ses effets électromagnétiques, il s’oppose toujours à la cause qui lui a donné naissance.
~ 6 ~
c. Puissance d’un moteur asynchrone
Un moteur asynchrone est une machine électromécanique qui, lors du travail en
moteur transforme de l’énergie électrique venant du réseau en énergie mécanique. L’énergie
est transmise par le champ magnétique de l’entrefer du stator au rotor.
De ce fait, le réseau fournit au moteur une puissance électrique
𝑃𝑎 = √3𝑈𝐼 𝑐𝑜𝑠𝜑 I.4
où 𝑈: la tension entre deux bornes du moteur ou tension composée et 𝐼 : le courant de ligne.
Lors du passage des courants électriques dans les conducteurs de la machine au
niveau du stator, une partie de cette puissance 𝑝𝑗𝑠 est dispensée dans le cuivre du stator ( 𝑝𝑗𝑠 =3
2𝑅𝑖2 où 𝑅 est la résistance mesurée entre deux bornes de phases) et le reste est transformé en
puissance du flux tournant, cependant par l’effet d’hystérésis, les pertes magnétiques 𝑝𝑓
apparaissent dans le fer de la machine, mais les pertes dans le fer du rotor sont petites car la
fréquence rotorique est faible, alors on envisage seulement les pertes dans le fer du stator, la
puissance électromagnétique sera donnée :
𝑃é𝑚 = 𝑃𝑎– 𝑝𝑗𝑠– 𝑝𝑓𝑠 I.5
Le moteur développe une puissance mécanique sur son arbre égale à la puissance
électromagnétique 𝑃é𝑚 transmise par l’entrefer au rotor, diminuée de pertes dans le cuivre
rotorique 𝑝𝑗𝑟 (𝑝𝑗𝑟 = 𝑔 ∙ 𝑃é𝑚) lorsque le courant parcourt l’enroulement rotorique :
𝑃𝑚é𝑐 = 𝑃é𝑚 − 𝑝𝑗𝑟 I.6
Compte tenu de pertes mécaniques 𝑝𝑚é𝑐 provenant de la friction des roulements à
billes, de la ventilation du moteur et de pertes complémentaires 𝑝𝑐𝑜𝑚 dues entre autre à la
répartition pas tout à fait sinusoïdale de la force électromotrice dans l’espace, la puissance
utile 𝑃𝑢 fournie par le moteur est inférieure à la puissance mécanique 𝑃𝑚é𝑐
𝑃𝑢 = 𝑃𝑚é𝑐– 𝑝𝑚é𝑐– 𝑝𝑐𝑜𝑚 I.7
Le rendement du moteur est donc :
𝜂 =𝑃𝑢𝑖𝑠𝑠𝑎𝑛𝑐𝑒 𝑢𝑡𝑖𝑙𝑒
𝑃𝑢𝑖𝑠𝑠𝑎𝑛𝑐𝑒 𝑎𝑏𝑠𝑜𝑟𝑏é𝑒=
𝑃𝑢
𝑃𝑎 I.8
d. Couple moteur d’un moteur asynchrone
Lorsque le moteur tourne à vitesse 𝑛 constante, surmonte le couple de charge 𝐶𝐶ℎ
comprenant le couple résistant à vide 𝐶0 et le couple résistant utile 𝐶𝑢, il développe un couple
électromagnétique 𝐶é𝑚 dans le rotor donné par la relation :
𝐶é𝑚 = 𝐶0 + 𝐶𝑢 I.9
Sachant que
𝐶0 =𝑝𝑚é𝑐+𝑝𝑐𝑜𝑚
𝛺 I.10
~ 7 ~
et 𝐶𝑢 =𝑃𝑢
𝛺 I.11
où 𝛺 = 2πn la vitesse angulaire du rotor exprimée en rad/s.
Le couple électromagnétique 𝐶é𝑚 devient :
𝐶é𝑚 =𝑝𝑚é𝑐+𝑝𝑐𝑜𝑚
2πn+
𝑃𝑢
2πn I.12
𝐶é𝑚 =𝑝𝑚é𝑐+𝑝𝑐𝑜𝑚+𝑃𝑢
2πn I.13
Or nous savons déjà de l’équation (I.7) que 𝑝𝑚é𝑐 + 𝑝𝑐𝑜𝑚 + 𝑃𝑢 c’est la puissance
mécanique 𝑃𝑚é𝑐 développée par le moteur sur son arbre.
On retrouve
𝐶é𝑚 =𝑃𝑚é𝑐
2π𝑛 I.14
La puissance 𝑃𝑚é𝑐 est donc la puissance mécanique totale correspondant au
couple électromagnétique 𝐶é𝑚 développée dans le rotor du moteur donnée par:
𝑃𝑚é𝑐 = 𝐶é𝑚. Ω = 𝐶é𝑚. 2π𝑛 I.15
L’interaction du flux tournant 𝜙𝑚 et du courant 𝐼𝑟 parcourant le rotor crée un
couple électromagnétique 𝐶é𝑚, or la vitesse angulaire 𝛺𝑠 avec laquelle tourne ce flux 𝜙𝑚
dans l’espace est 𝛺𝑠 = 2𝜋𝑛𝑠 sachant que 𝑛𝑠 =𝑓
𝑝.
La puissance développée est la puissance électromagnétique du moteur
𝑃é𝑚 = 𝐶é𝑚. Ω𝑠 I.16
Nous tirons le 𝐶é𝑚, on a :
𝐶é𝑚 =𝑃é𝑚
𝛺𝑠=
𝑃é𝑚
2π𝑛𝑠 I.17
En remplaçant le couple électromagnétique 𝐶é𝑚 par son expression
(équation(I.17)) dans l’équation (I.15) de la puissance mécanique, nous retrouvons :
𝑃𝑚é𝑐 =𝑃é𝑚
2π𝑛𝑠∙ 2π𝑛 I.18
𝑃𝑚é𝑐 =𝑛
𝑛𝑠∙ 𝑃é𝑚 I.19
Or 𝑔 = 𝑛𝑠−𝑛
𝑛𝑠 ; on a 𝑔 = 1 −
𝑛
𝑛𝑠 ; d’où
𝑛
𝑛𝑠= 1 − 𝑔
on retrouve
𝑃𝑚é𝑐 = (1 − 𝑔). 𝑃é𝑚 I.20
𝑃é𝑚 + 𝑝𝑗𝑟 = (1 − 𝑔). 𝑃é𝑚 I.21
𝑝𝑗𝑟 = 𝑃é𝑚 − 𝑔. 𝑃é𝑚 − 𝑃é𝑚 I.22
On a
𝑝𝑗𝑟 = 𝑔. 𝑃é𝑚 I.23
~ 8 ~
𝑝𝑗𝑟 = 𝑔. 𝐶é𝑚. Ω𝑠 I.24
Et enfin on retrouve : 𝐶é𝑚 =𝑝𝑗𝑟
𝑔.𝛺𝑠=
𝑝𝑗𝑟
𝑔.2πn𝑠 I.25
e. Démarrage des moteurs asynchrones triphasés
Au démarrage d’un moteur asynchrone, en le branchant directement sur le réseau
à l’aide d’un contacteur, le courant d'enclenchement peut atteindre plusieurs fois le courant
nominal de la machine; lorsqu’il s’agit des moteurs de grande puissance et d’un réseau de
puissance relativement faible, cette pointe de courant génère une chute de tension dans la
ligne qui peut détériorer les appareils raccordés sur la même ligne. Pour limiter cette chute de
tension à des valeurs admissibles par la norme, il doit falloir limiter ou réduire le courant de
démarrage qui ne doit pas dépasser certaines limites qui dépendent de la puissance du réseau.
Or d’une part, l’étude des équations du moteur montre que, en diminuant le
courant entraine forcement une diminution de couple utile en sortie de l’arbre du moteur, et
d’autre part, pour que le rotor du moteur puisse se mettre en mouvement au démarrage, le
couple de démarrage développé doit vaincre le couple résistant présent sur l’arbre crée par le
mécanisme entrainé.
On remarque que les éléments principaux à contrôler lors du démarrage d’un
moteur sont le couple de démarrage et le courant de démarrage.
La limitation du courant pour le moteur asynchrone est obtenue soit en faisant une
réduction de la tension d’alimentation (action sur le circuit primaire) ou soit une augmentation
de la résistance rotorique (action sur le circuit secondaire).
Action sur le circuit primaire (stator) : du coté stator, on joue sur la diminution
de la tension aux bornes du moteur lors du démarrage pour diminuer le courant de démarrage.
cette diminution de la tension peut s’obtenir en faisant soit :
Le démarrage à l’aide d’une bobine d’inductance dans le circuit : on insère lors du
démarrage, des résistances ou des inductances en série avec les enroulements du stator.
Le démarrage à l’aide d’un autotransformateur : le stator de la machine est relié à un
autotransformateur qui permet d'effectuer un démarrage sous tension variable.
Le démarrage Etoile-triangle : au démarrage le stator est branché en étoile, une tension
𝑣 =𝑈
√3 alimente chaque enroulements et ces derniers absorbent chacun un courant divisé
par √3. Du fait du couplage, le courant de ligne est divisé par 3, par conséquent le couple de
démarrage est aussi réduit proportionnellement au carré de la tension, donc par 3.
Action sur le circuit secondaire (rotor) : comme on peut le remarquer, les
procédés précédents étaient utilisables, que le moteur soit à cage ou à rotor bobiné. Mais si le
rotor du moteur est bobiné (ces moteurs sont plus chers que ceux à rotor en court-circuit), un
rhéostat de démarrage peut être inséré dans le circuit rotorique qui agit sur le glissement en
augmentant la résistance rotorique, on peut alors augmenter le couple au démarrage et réduire
l’appel du courant.
L’emploi d’un rhéostat rotorique rend l’installation et l’entretien du moteur plus cher.
~ 9 ~
f. Réglage de la vitesse de rotation de moteur asynchrone
Le problème du réglage de la vitesse des moteurs électriques en générale et des
moteurs asynchrones en particulier est un problème très important et est essentielle pour
beaucoup d'applications.
Nous savons que (équation I.2) : 𝑔 =𝑛𝑠−𝑛
𝑛𝑠
Avec 𝑔 = glissement [%].
𝑛𝑠 = vitesse du champ tournant [tr/min].
𝑛 = la vitesse de rotation de l'arbre du moteur [tr/min].
En développant, on retrouve 𝑛 = 𝑛𝑠 − (𝑔. 𝑛𝑠) = (1 − 𝑔)𝑛𝑠
𝑛 = (1 − 𝑔)𝑓
𝑝 I.26
Avec 𝑓: la fréquence du réseau.
𝑝: le nombre de pair de pole.
On remarque deux méthodes se présentent pour piloter la vitesse d’un moteur, soit
on agit sur le moteur du coté stator en intervenant sur le nombre de pair de pole et sur la
fréquence du réseau, ou soit coté rotor en faisant varier la résistance dans le circuit rotorique
pour varier le glissement.
Réglage de la vitesse de rotation des moteurs par changement du nombre de pôles
On sait que la vitesse de synchronisme est donnée par la relation 𝑛𝑠 =𝑓
𝑝 . Si la
fréquence 𝑓 est donnée, en faisant varier 𝑝, la vitesse de synchronisme 𝑛𝑠 variera et par
conséquent la vitesse de rotation 𝑛 changera également. Avec cette méthode le réglage de la
vitesse est par à-coups, il n’est pas progressif.
Réglage de la vitesse de rotation des moteurs par variation de la fréquence primaire
Pour varier la vitesse d’un moteur en jouant sur la fréquence du réseau, trois cas
se présentent : à couple constant (𝐶=const), à puissance constante ( 𝑃𝑢=const), et lorsque le
couple est proportionnel au carré de la fréquence (𝐶 ≡ 𝑓2).
Les études ont montré qu’en faisant varier la fréquence, pour que le moteur
fonctionne avec des valeurs presque constantes du rendement, du facteur de puissance, de la
capacité de surcharge et à glissement absolu constant, le fer étant non saturé, il faut régler
aussi la tension en fonction de la fréquence et du couple d’après la loi 𝑈𝑠
′
𝑈𝑠=
𝑓′
𝑓√
𝐶′
𝐶 .
Où 𝑈𝑠′ et 𝐶′
tension et couple correspondant à la fréquence 𝑓′ et 𝑈𝑠 et 𝐶 tension et couple
correspondant à la fréquence 𝑓.
à couple constant, la tension appliquée au moteur doit varier proportionnellement à la
fréquence soit 𝑈𝑠
′
𝑈𝑠=
𝑓′
𝑓.
~ 10 ~
à puissance constante, le couple du moteur varie à raison inverse de la vitesse et donc
de la fréquence soit 𝐶′
𝐶=
𝑓
𝑓′ , ce qui donne 𝑈𝑠
′
𝑈𝑠= √𝑓′
𝑓 .
et soit lorsque le couple est proportionnel au carré de la fréquence, la tension
appliquée au moteur doit varier proportionnellement au carré de la fréquence, soit 𝑈𝑠
′
𝑈𝑠= (
𝑓′
𝑓)2 .
Réglage de la vitesse de rotation des moteurs par variation de la résistance du circuit
rotorique
Pour le moteur à bagues, donc à rotor bobiné, on peut utiliser le rhéostat rotorique
pour, à couple donné, augmenter le glissement. On réduit ainsi la vitesse, mais le rendement
diminue 𝜂 =𝑛
𝑛𝑠. Ce réglage a l’intérêt d’être progressif.
~ 11 ~
I.2. LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES
Dans notre travail, comme nous sommes appelés à faire une étude dans le
domaine électronique et à manipuler les composants électroniques, c’est ainsi qu’il est alors
important de faire un rappel théorique concernant les composants électroniques.
A. Composants électroniques de base
a. La résistance
C’est un dipôle électronique passif (qui n’amplifie pas un signal), linéaire (qui ne
déforme pas un signale) et symétrique (non polarisé) qui répond à la loi d’ohm (la tension U à
ses bornes est proportionnelle au courant I qui le traverse, soit U=RI).
Figure I.2:symbole européen à gauche et symbole américain à droite d’une résistance
Une résistance consomme une certaine énergie électrique et la transforme en
chaleur c’est l’effet joule.
Elle est caractérisée principalement par : La valeur nominale de la résistance (en
ohm Ω), la précision sur cette valeur (en %) et la puissance maximale dissipable (en watt W).
On rencontre plusieurs sortes de résistance dont nous citons quelques une :
- Résistances bobinées de puissance : (0,1 à 200 k; Série E12; 3 à 200W) ;
- Résistances bobinées de précision : (0,1 à 1 M ; Série E96; 0,1 à 2W) ;
- Résistances à couche de carbone : (0,1 à 100M; Série E12, 24, 48 et 96; 0,1 à 2W) ;
- Résistances à couche métallique:(0,1 à 100M; Série E12, 24, 48 et 96 ; 0,1 à 2W) ;
- Résistances verre-métal à couche épaisse:(10à 100M; Série E3, 6, 12 et 24; 0,1à2W) ;
- Résistances agglomérées : (0,1 à 100 M; Série E12, 24, 48 et 96 ; 0,1 à 2W).
b. La résistance variable
De façon générale, une résistance variable est une résistance dont sa valeur
résistive varie.
Figure I.3: Symbole générale d'une résistance variable
On trouve diffèrent type de résistance variable, voici une liste assez sommaire des
résistances variable les plus courantes :
~ 12 ~
Le potentiomètre
Autrement appelé rhéostat, c’est un résistor variable à trois pattes, caractérisé par
sa valeur résistive qui change selon la position d'un curseur qui se déplace sur une piste au
carbone permettant d'obtenir une tension variable à partir d'une source de courant à tension
constante.
Figure I.4: symbole d’un potentiomètre
La résistance ajustable
Une résistance ajustable ou trimmer, c’est un résistor variable qui a la faculté
d'avoir une résistance modifiable et ajustable à l’aide d’un tournevis.
La thermistance
C’est une résistance dont sa valeur résistive varie fortement en fonction de sa
température ambiante.
Dans cette catégorie de résistor on rencontre deux types:
- La thermistance CTN (Coefficient de Température Négatif), sa résistance diminue si la
température augmente et augmente si la température diminue.
Figure I.5:Symbole d’une thermistance CTN
- La thermistance CTP (Coefficient de Température Positif), Si la température augmente
sa valeur résistive augmente et si la température diminue sa valeur résistive diminue.
Figure I.6:Symbole d’une thermistance CTP
Les thermistances sont souvent utilisées pour détecter de faibles variations de
température.
La varistance VDR
Un VDR (Volt Dépendant Résistor), c’est un dipôle symétrique mais non
linéaires, c’est un résistor semi-conducteur dont sa conductance croît rapidement avec la
tension appliquée à ses bornes à une température donnée.
~ 13 ~
Figure I.7: Symbole d’une varistance
Elle est donc caractérisée par une très grande résistance qui chute dès lors que le
courant devient trop important.
Les varistances sont souvent utilisées comme élément de protection de composants à
des surtensions.
La photorésistance LDR
Un LDR (Light Dependant Resistor) Est un composant passif, linéaire et
symétrique photosensible dont la valeur ohmique varie en fonction de l’intensité de lumière
qu’il reçoit, sa résistance varie avec la luminosité.
Figure I.8: Symbole d'une photorésistance
La photorésistance est caractérisée par une résistance très élevée, plus de 10MΩ
dans l’obscurité et une résistance faible à la lumière, sous 1000 lux peut être de 100Ω.
c. La bobine d’auto-induction
Autrement appelée inductance ou selfs, est un dipôle passif, symétrique constitué
d’un enroulement (d'une à une multitude de spires) de fil conducteur soit dans l’air, soit sur un
noyau ferromagnétique qui est le siège d’un phénomène d’auto-induction.
Figure I.9: Symbole d'une bobine à gauche et d'une bobine avec un noyau ferromagnétique à droite
On retrouve de:
- Bobines à noyau de fer : utilisés que pour des fréquences limitées à quelques centaines
d’hertz,
- Bobines à noyau de ferrite : pour les fréquences moyennes ou hautes,
- Bobines à air : utilisés en hautes fréquences.
Pour une self à air, une inductance est une mémoire de courant mais pour une self
avec noyau magnétique est sujette au phénomène de saturation de ce noyau.
~ 14 ~
d. Le condensateur
Est un dipôle passif, qui est ou non symétrique, formé de deux armatures
conductrices qui sont de plaques métalliques très fines séparées par un isolant(le diélectrique),
qui emmagasine des charges électriques.
Figure I.10: Symbole d’un condensateur non polarisé et d’un condensateur polarisé
En pratique il est considéré comme un réservoir de charges que l’on peut remplir
ou vider ; Du point de vue fonctionnement, le condensateur coupe le continue mais laisse
passer l’alternatif, et ne réagit pas instantanément aux changements brusques de tension.
Il est caractérisé principalement par : la valeur nominale de la capacité, la
précision sur cette valeur et la tension maximale d’utilisation.
On distingue plusieurs types de condensateur, on a :
- Les condensateurs non polarisés : Le sens de branchement de ce genre de
condensateur dans un circuit importe peu; sont symétriques, chacune de ces deux bornes peut
être reliée à une tension positive ou négative.
On retrouve :
Les condensateurs polyester,
Les condensateurs polycarbonate,
Les condensateurs polypropylène,
Les condensateurs polystyrène,
Les condensateurs à céramiques Stéatite,
Les condensateurs à céramiques Baryum.
- Les condensateurs à électrolytes chimiques (polarisés) : ces condensateurs sont non
symétriques, elles ont une borne positive et une borne négative.
On trouve :
Les condensateurs aluminium à électrolyte liquide,
Les condensateurs tantale à électrolyte gélifié,
Les condensateurs aluminium à électrolyte solide.
- Les condensateurs variables : Ces condensateurs ont la particularité d'avoir une
capacité qui change de valeur grâce à un curseur. sa constitution est composée de plusieurs
demi-lames qui sont fixes et en tournant la vis on bouge les autres demi-lames, qui modifient
la surface des armatures en regard du condensateur.
Figure I.11: Symbole d'un condensateur variable
~ 15 ~
e. La diode à jonction
La diode est le semi-conducteur de base, est un dipôle électrique actif, non
linéaires, unidirectionnel c’est à dire ne laisse passer le courant que dans un sens sans lui
opposer aucune résistance, et non-symétrique dont les bornes sont l’anode (A) et la cathode
(K) ; est un élément formé d’un semi-conducteur, le silicium en générale, sur lequel a été
créée une jonction.
Figure I.12: Symbole d’une diode.
Deux régime de fonctionnement se présentent lors de l’utilisation d’une diode
soit:
- Bloqué : lorsqu’elle est polarisée en inverse, c’est à dire le potentiel le plus positif sur
le côté dopé négativement ; dans cet état la diode ne laisse pas passer le courant, il se
comporte comme un interrupteur ouvert.
- Passant : lorsqu’elle est polarisée en direct, c’est à dire le potentiel le plus positif sur
le côté dopé positivement ; dans cet état la diode est traversée par un courant et la tension à
ses bornes reste environ égale à la tension de seuil, et est sensiblement constante autour de 0,6
à 0,7V pour les diodes au silicium et 0,2 à 0,3V pour les diodes au germanium.
Figure I.13: caractéristique réelle d'une diode.
Une diode est caractérisée principalement par : le courant maximale en direct (en
mA), la tension maximale en inverse ou tension de claquage (en volt) et la rapidité.
On trouve deux types de diodes à jonction : les diodes de signal caractérisées par
la rapidité mais supportant des tensions et des courants assez faible et les diodes de
redressement qui sont plus lentes mais supportant des tensions et des courants importants.
Une erreur à ne jamais faire est de brancher une diode à jonction directement aux
bornes d'un générateur, car, placée dans son sens passant, la diode se comporte comme un
interrupteur fermé ou comme un fil électrique et n'oppose presque pas de résistance. Cela créé
donc un court-circuit.
~ 16 ~
f. La diode zener
C’est une diode particulière, qui se comporte comme une mauvaise diode
normale, prévue pour fonctionner en inverse, c.-à-d. elle conduit un courant circulant dans le
sens opposé au sens normal à partir d’une certaine tension inverse.
Figure I.14: Symbole d’une diode Zener
La diode Zener est conçue spécialement pour exploiter le claquage inverse. Cette
tension de claquage est appelée tension Zener.
Figure I.15: Caractéristique d'une diode zener
Lors de l’utilisation, l’effet d'avalanche se présente dans une diode zener, c’est à
dire le courant croît extrêmement vite et la tension aux bornes de la diode ne varie
pratiquement pas non plus.
Une diode zener est caractérisée principalement par la tension nominale et la
puissance dissipable.
g. La diode électroluminescente (Del) ou LED (Light Emetting Diode)
C’est une diode rigoureusement identique niveau fonctionnement à une "diode
normale" de laisser circuler le courant électrique que dans un seul sens de l’ anode vers la
cathode, mais cette diode a la capacité d'émettre des radiations lumineuses dans une bande de
fréquence déterminée par les caractéristiques du matériau employé quand elles sont traversées
par un courant direct.
Figure I.16: Symbole d'une LED
La fonction de DEL est d’émettre de la lumière, cette émission de la lumière est
causée par les électrons et les trous qui se recombinent et donnent naissance à des photons
sous l'effet de la différence de tension appliquée à la jonction PN.
~ 17 ~
Les diodes électroluminescentes existent de diverses couleurs (jaune, orangé, rose,
rouge, vert, infrarouge) et cette couleur émise par la LED est liée à la longueur d’onde. On
trouve également des D.E.L. tricolores.
h. La cellule photovoltaïque
Une cellule photovoltaïque généralement sous la forme de fines plaques d'une
dizaine de centimètres de côté, est un composant électronique constituées de semi-
conducteurs qui produit de l'électricité lorsqu’il est exposé à la lumière (photons) grâce à
l'effet photovoltaïque. La tension continue obtenue est fonction de la lumière incidente.
i. Autres types de diodes
Il existe une grande variété de diode dont nous citons quelques une :
- La diode Très Haute Tension (THT) : C’est une diode identique à celui des diodes
standards du point de vu fonctionnement, sauf qu'elle peut fonctionner sur des tensions
dépassant largement le kilovolt (>> 1000V).
- La diode varicap : C’est une diode qui se comporte comme un condensateur à capacité
variable de très faible valeur selon la tension inverse appliquée à ses bornes.
Figure I.17: Symbole d’une diode à capacité variable
- La photodiode : Le courant inverse d'une diode à jonction augmente si de l'énergie est
injectée au niveau de cette jonction. S'il s'agit d'énergie thermique on parle de thermopile,
dans le cas d'un rayonnement il s'agit de photodiodes.
Une photodiode c’est une diode à semi-conducteur, un peu comme une photorésistance, elle
laissent passer une variation du courant électrique déterminée par la présence de lumière.
Figure I.18: Symbole d'une photodiode
Chaque photodiode réagit aux ondes électromagnétiques qui la frappent selon sa
sensibilité soit aux rayonnements du spectre visible de la lumière, aux infra-rouges, aux ultra-
violets, ou encore à d'autres gammes de rayonnements.
j. Le transistor
Pour l’électronique moderne, le transistor est un élément essentiel. Un transistor
est un semi-conducteur constitué de 2 jonctions PN montées en sens inverse, qui peut
amplifier des courants électriques, engendrer des oscillations électriques et assumer les
fonctions de modulation et de détection.
Généralement les transistors sont distingués par deux caractéristiques : leur type,
la famille auquel appartient le transistor classé en 4 grandes familles, qui sont : les transistors
bipolaires, les transistors à effet de champ, les transistors uni-jonction et les transistors
~ 18 ~
hybrides. Et leur technologie pour chaque famille de transistor, il existe une ou plusieurs
technologies différentes. On retrouve la technologie NPN et PNP pour les transistors
bipolaires ; la technologie CMOS et FET pour les transistors à effet de champ ; enfin, la
technologie IGBT chez les transistors hybrides.
Le transistor bipolaire
Est un composant électronique semi-conducteur actif, linéaire (ce qui signifie que
le rapport entre l’intensité entrant dans son collecteur et l’intensité entrant dans sa base est
pratiquement constant) et non symétrique à trois bornes qui sont l’émetteur, le collecteur et la
base qui est très étroite et faiblement dopée en comparaison de l’émetteur.
Les transistors bipolaire se présentent sous deux types de technologie à savoir les
transistors NPN et les transistors PNP.
Figure I.19:Symboles des transistors bipolaires
En fonctionnement, trois régimes se présentent lors de l’utilisation d’un transistor
bipolaire ; il est soit :
- Bloqué si aucun courant ne circule ou ne traverse dans le composant c’est à dire le
passage du courant entre son collecteur et son émetteur est impossible, c’est un état obtenu
lorsque la base est polarisée négativement par rapport à l’émetteur, en pratique le courant de
la base IB=0;
- passant en régime linéaire si le courant traverse le transistor du collecteur vers
l'émetteur ; cet état correspond à une polarisation en direct de la base par rapport à l’émetteur,
mais avec un courant insuffisant pour obtenir l’état saturé du transistor, en pratique le courant
IB≠0 et |IC|< |ICsat| ;
- Saturé si le courant traverse le transistor du collecteur vers l'émetteur ; la tension entre
collecteur et émetteur est très faible. Cet état apparait lorsque la base est polarisée
positivement par rapport à l’émetteur et on impose un courant de base assez élevé, en pratique
le courant IB≠0 et |IC|< |ICsat|.
Un transistor bipolaire est caractérisée principalement par : la tension collecteur-
émetteur maximale (VCE0 ou Vmax), la tension base-émetteur maximale (VBE0), le courant
maximale dans le collecteur (IC max) et la puissance maximale que peut dissiper le transistor
(avec P = VCE.IC).
~ 19 ~
Figure I.20: caractéristique d'entrée à gauche et réseau des caractéristiques de sortie à droite
Le transistor unipolaire ou à effet de champ (J.FET et MOS.FET)
- Le J.FET, transistor à effet de champ à jonction est un composant électronique actif,
non symétrique formé d’un barreau de semi-conducteurs possédant trois électrodes: le Drain
(D), la Grille (G) et la Source (S). Deux versions existent pour ce type de transistor selon la
nature du dopage du barreau à savoir le J.FET à canal N et le J.FET à canal P.
Figure I.21: Symboles de J.FET
Les transistors à effet de champ à jonction laissent circulés le courant du drain ID à
la source (canal N) ou l’inverse (canal P), mais ce courant est commandé dans le deux cas
suivant la tension appliquée entre la grille et la source UGS, donné par la formule :
ID=IDSS. (1- 𝑈𝐺𝑆
𝑈𝑃) 2 avec IDSS: est le courant drain lorsque la tension UGS est nul (avec UDS>>)
et UP : est la tension de pincement.
Figure I.22: caractéristique d'entrée à gauche et de sortie à droite de J.FET
~ 20 ~
- Le MOS.FET (Metal Oxyde Semiconductor), est un transistor à effet de champ dont
la grille est isolée du substrat (semi-conducteur) par l'intermédiaire d'une très fine couche de
l'oxyde de silicium (Silice: SiO2), de ce fait le courant de grille sera nul en continu (IG≈0).
Deux familles se présentent, on a le MOS.FET à canal initial (à appauvrissement ou diffusé)
et le MOS.FET à canal induit (à enrichissement).
Figure I.23: Symboles de transistor MOS à appauvrissement à gauche et à enrichissement à droite
Le transistor MOS.FET est commandé par une tension VGS qui lorsqu’elle devient
suffisamment grande, provoque l’établissement d’un courant IDS entre le drain et la source.
Figure I.24: Caractéristiques de sortie d'un MOS.FET
k. Le thyristor
Le thyristor est un semi-conducteur non symétrique constitué de quatre régions de
types de conductibilité alternés; il a trois bornes, l’anode, la cathode et la gâchette.
Figure I.25: Symbole d'un thyristor
Comme la diode, le thyristor laisse passer le courant électrique dans un seul sens,
de l’anode à la cathode mais ne conduira que si un courant minimum et positif est fourni à la
gâchette pour l’amorçage.
C’est donc une diode commandée et plus spécifiquement un redresseur
commandé, utilisé comme un interrupteur électronique. Cette commande électronique des
thyristors est réalisée le plus souvent par un déclencheur qui fournit des impulsions entre
gâchette et cathode.
~ 21 ~
Figure I.26: Caractéristiques d'un thyristor à gauche et caractéristiques simplifier à droite
VBR : la tension inverse à partir de laquelle le phénomène d’avalanche apparait,
VB0 : la tension de retournement qui est la tension avec laquelle le thyristor s’amorce en
l’absence de courant d’amorçage à la gâchette IG.
IGT : est le plus petit courant de gâchette nécessaire pour commuter un thyristor de l’état
bloqué à l’état passant.
Apres avoir l’amorcer, le thyristor reste conducteur même sans impulsion entre
gâchette et cathode, mais à condition que son courant d’anode IAK reste supérieur à une
certaine valeur appelé courant de maintien.
Pour bloquer un thyristor il suffit de lui imposer une tension VAK négative, alors
même une impulsion positive appliquée sur la gâchette ne pourra l’amorcer.
Un thyristor est caractérisé principalement par : la tension maximale à l’état
bloqué, le courant maximal à l’état passant et le courant de gâchette minimal pour
assurer l’amorçage.
l. Le thyristor GTO
Le thyristor GTO (Gate Turn Off) est un interrupteur commandable par la
gâchette; c’est un thyristor évolué, son fonctionnement est similaire à celui du thyristor,
cependant à la différence avec ce dernier la fermeture du thyristor GTO est aussi commandé
par cette même gâchette.
Figure I.27: symbole d'un thyristor GTO
Il est utilisé pour les commutations des fortes puissances.
~ 22 ~
m. Le triac
Un triac (triode for alternative current ou thyristor triode bidirectionnel) est un
composant à 5 couches, qui se comporte comme deux thyristors tête-bêche, cependant à la
différence de cette association, ils sont pilotables par une seule gâchette active dans les 4
quadrants.
Figure I.28:Symbole d'un triac
B. Les circuits intégrés analogiques
Un circuit intégré est un composant électronique constitué d’un ensemble des
composants électroniques élémentaires rassemblés dans un même boitier, conçus pour
reproduire une ou plusieurs fonctions électroniques un peu plus complexes.
Sont des composantes rectangulaires noires comportant généralement deux
rangées de broches, une de chaque côté munie d’un numéro d’identification et d’une date de
manufacture écrit au-dessus du boitier.
Figure I.29: Boitiers DIL8 et 14broches de circuits intégrés
La broche #1 des circuits intégrés est toujours la première patte du coin supérieur
gauche et sur le circuit imprimé une pastille carrée indique la broche #1.
Selon la fonction reproduite par un circuit intégré, on rencontre:
Les amplificateurs opérationnels,
Les régulateurs de tensions,
Les temporisateurs et etc.
~ 23 ~
Chapitre 2. ETUDE D’UN CIRCUIT ELECTRONIQUE DE VARIATION
DE VITESSE D’UN MOTEUR A COURANT ALTERNATIF TRIPHASE
ET D’UN MICROCONTROLEUR
II.1. Etude du circuit électronique de variation de la vitesse de rotation d’un moteur
A. Principe de la commande d’un moteur asynchrone
Un variateur de vitesse est un équipement électrotechnique permettant de faire
tourner un moteur électrique à différentes vitesses en faisant varier la fréquence du signal
d’alimentation.
Comme nous l’avions déjà mentionné dans le premier chapitre, pour faire varier la
vitesse d’un moteur électrique par variation de sa fréquence d’alimentation, plusieurs cas se
présentent, on peut soit varier la vitesse à couple constant, soit à puissance constante ou soit à
couple qui est proportionnel au carré de la fréquence.
Dans notre travail, notre variateur de vitesse est basé sur le principe de la
commande scalaire (contrôle V/f) d’un moteur asynchrone qui consiste à varier la vitesse du
moteur à couple constant.
Soit le schéma équivalent réel d’un moteur asynchrone :
Figure II. 30 : Schema équivalent réel d'un moteur asynchrone
Soit le stator est branché à une source de tension du réseau 𝑈𝑠, à une fréquence 𝑓.
On sait que la vitesse de rotation du champ tournant (équation I.2) est donné
par 𝑛𝑠 =𝑓
𝑝 , avec 𝑝 : le nombre de paire de pôles.
et le glissement du moteur (équation I.3) est définit par 𝑔 =𝑛𝑠−𝑛
𝑛𝑠
En développant on a :
𝑛𝑟 = 𝑛𝑠 − 𝑛 = 𝑔. 𝑛𝑠 II.1
~ 24 ~
où 𝑛𝑟 : la vitesse relative, la vitesse du rotor par rapport au champ tournant si le rotor tournait
à la vitesse 𝑛 et le champ tournant du stator à la vitesse de synchronisme 𝑛𝑠.
Or quand le rotor tourne, la fréquence de courant rotorique se diffère de celle du réseau :
𝑓𝑟 =𝑛𝑠−𝑛
𝑝=
𝑛𝑟
𝑝 II.2
Ainsi on obtient
𝑛𝑟 =𝑓𝑟
𝑝= 𝑔. 𝑛𝑠 = 𝑔.
𝑓𝑠
𝑝 II.3
𝑓𝑟
𝑝= 𝑔.
𝑓
𝑝
𝑓𝑟 = 𝑔. 𝑓 II.4
La formule de Kapp nous donne l’expression générale de la force électromotrice :
Au stator : 𝐸1 = 𝐾. 𝑁1. 𝑓. 𝜙𝑚𝑎𝑥 II.5
Au rotor : 𝐸2 = 𝐾. 𝑁2. 𝑓. 𝜙𝑚𝑎𝑥 II.6
L’expression générale de la force électromotrice du rotor en rotation (en charge)
est:
𝐸2𝑂 = 2,22. 𝑘2. 𝑁2. 𝑓𝑟. 𝜙𝑚𝑎𝑥 II.7
(2,22 car une spire est formée de deux conducteurs actifs)
où 𝑘2: facteur de distribution des conducteurs d’une phase dans les encoches (ou coefficient
de bobinage),
𝑁1 et 𝑁2 : nombres de conducteurs actifs.
Connaissant la formule de la fréquence rotorique on retrouve :
𝐸2𝑂 = 2,22. 𝑘2. 𝑁2. (𝑔. 𝑓). 𝜙𝑚𝑎𝑥 II.8
On constate que dans le deuxième membre de la formule précédente l’existence
de l’expression de la force électromotrice induite 𝐸2 obtenu en considérant le rotor immobile
soumis à l’action du champ tournant.
𝐸2 = 2,22. 𝑘2. 𝑁2. 𝑓. 𝜙𝑚𝑎𝑥 II.9
Ainsi donc on a
𝐸2𝑂 = 𝑔. 𝐸2 II.10
Par la loi de maille, au niveau du stator on a :
𝑈1 = (𝑟1 + 𝑗. 𝑋1). 𝐼2 + 𝐸1 II.11
En négligeant la tension « (𝑟1 + 𝑗. 𝑋1). 𝐼2 » par rapport à 𝐸1, alors 𝑈1 ≈ 𝐸1.
Et comme le circuit rotorique est fermé, la force électromotrice induite au rotor occasionne
une circulation du courant dans l’enroulement rotorique on a :
~ 25 ~
on a :
𝐸2𝑂 = 𝑔. 𝐸2 = 𝐼2. 𝑟2 + 𝑗. 𝐼2. 𝑋2𝑂 II.12
où 𝑋2𝑂 : réactance inductive de dispersion du rotor en rotation
𝑋2𝑂 = 𝜔2. 𝐿2 = 2. 𝜋. 𝑓𝑟. 𝐿2 II.13
𝑋2𝑂 = 2. 𝜋. 𝑓. 𝑔. 𝐿2
𝑋2𝑂 = 𝑔. 𝜔1. 𝐿2
𝑋2𝑂 = 𝑔. 𝑋1 II.14
Avec 𝑋1 : Réactance inductive du rotor immobile
𝐿2 : Inductance déterminée par le flux de dispersion ;
𝜔1 et 𝜔2 : Pulsation de courants respectivement du stator et rotor.
Alors on a :
𝑔. 𝐸2 = 𝐼2. 𝑟2 + 𝑗. 𝐼2. 𝑋2. 𝑔 II.15
𝑔. 𝐸2 = 𝐼2. (𝑟2 + 𝑗. 𝑋2. 𝑔)
On tire le courant :
𝐼2 =𝑔.𝐸2
𝑟2+𝑗.𝑋2.𝑔 II.16
𝐼2 =𝐸2
√(𝑟2𝑔
)2
+𝑋22 II.17
Or à vide, lorsque le moteur est à l’arrêt, rotor ouvert (𝑔=1), on a :
𝐸2 = 𝑚0𝐸1=𝑚0𝑈1 II.18
où 𝑚0 : le rapport de transformation (𝑚0 =𝑁2
𝑁1)
Ainsi
𝐼2 =𝑚0.𝑈1
√(𝑟2𝑔
)2
+𝑋22 II.19
On sait que la perte joule rotorique est donnée par : 𝑝𝑗𝑟 = 3. 𝑟2. 𝐼22
Lors du développement du couple du moteur dans le chapitre précédant, à partir
de l’équation (I.23), nous tirons la puissance électromécanique :
𝑃é𝑚 = 𝑝𝑗𝑟
𝑔=
3.𝑟2.𝐼22
𝑔 II.20
Tout en sachant que la puissance mécanique du moteur à partir de l’équation (I.6)
et (I.20) on a :
𝑃𝑚é𝑐 = 𝑃é𝑚 − 𝑝𝑗𝑟
𝑃𝑚é𝑐 = (1 − 𝑔) ∙ 𝑃é𝑚
~ 26 ~
Dans l’expression (II.20) de la puissance électromagnétique, remplaçons le
courant rotorique 𝐼2 par son expression on a :
𝑃é𝑚 =3.𝑟2
𝑔. (
𝑚0.𝑈1
√(𝑟2𝑔
)2
+𝑋22)
2
II.21
𝑃é𝑚 =3.𝑟2
𝑔.
𝑚02.𝑈1
2
(𝑟2𝑔
)2
+𝑋22 II.22
L’expression du couple à partir de l’équation I.16 est donnée par :
𝐶é𝑚 =𝑃é𝑚
𝛺𝑠 II.23
𝐶é𝑚 =3. 𝑟2
𝑔.
𝑚02. 𝑈1
2
(𝑟2𝑔
)2
+ 𝑋22
.1
2π𝑛𝑠
𝐶é𝑚 =3. 𝑟2
𝑔.
1
2π𝑓𝑝
.𝑚0
2. 𝑈12
(𝑟2𝑔 )
2
+ 𝑋22
𝐶é𝑚 =3.𝑝.
𝑟2𝑔
.𝑚02.𝑈1
2
2π𝑓.[(𝑟2𝑔
)2
+𝑋22]
II.24
𝐶é𝑚 =3.𝑝.𝑚0
2.𝑈12
𝜔1.
𝑟2𝑔
(𝑟2𝑔
)2
+𝑋22 II.25
À flux constant (tension constante ou fréquence fixe) le couple est max quand la résistance du
rotor est égale à sa réactance quel que soit le glissement :
(𝑟2
𝑔)
2= 𝑋2
2 II.26
𝑟2
𝑔= 𝑋2
Ce qui veut dire le glissement max est : 𝑔𝑚𝑎𝑥 =𝑋2
𝑟2 II.27
d’où le couple max vaut :
𝐶é𝑚𝑀𝑎𝑥 =3.𝑝.𝑚0
2.𝑈12
𝜔1.
𝑋2
𝑋22+𝑋2
2 = 3.𝑝.𝑚0
2.𝑈12
𝜔1.
𝑋2
2𝑋22 =
3.𝑝.𝑚02.𝑈1
2
𝜔1.
1
2𝑋2 II.28
𝐶é𝑚𝑀𝑎𝑥 =3. 𝑝. 𝑚0
2. 𝑈12
2𝜋𝑓.
1
2𝐿2. 2𝜋𝑓
𝐶é𝑚𝑀𝑎𝑥 =3. 𝑝. 𝑚0
2
8𝜋2𝐿2.𝑈1
2
𝑓2
~ 27 ~
𝐶é𝑚𝑀𝑎𝑥 =3.𝑝.𝑚0
2
8𝜋2𝐿2. (
𝑈1
𝑓)
2 II.29
Soit :
𝐶𝑀𝑎𝑥 = 𝐾. (𝑈1
𝑓)
2 II.30
Ainsi nous venons de montrer pour alimenter convenablement un moteur
asynchrone à couple nominal constant quelle que soit la vitesse, il est nécessaire de maintenir
le flux magnétique constant. Ceci nécessite que la tension et la fréquence évoluent
simultanément et dans les mêmes proportions. La figure (II.31) montre le déplacement de la
caractéristique du couple en fonction de la fréquence.
Figure II. 31:Caractéristique couple vitesse en fonction de la fréquence d'alimentation.
Le convertisseur de fréquence fournit à partir d’un réseau alternatif à fréquence
fixe, une tension alternative triphasée de valeur efficace et de fréquence variable.
Ainsi le variateur de vitesse sera composé :
- D’un redresseur qui va permettre de convertir la tension alternative triphasée du réseau
pour en faire une tension continue à ondulation résiduelle (tension redressé),
- D’un circuit intermédiaire pour le "lissage" de la tension de sortie du redresseur,
- D’un onduleur pour permettre de recréer une tension alternative triphasée ayant la
fréquence et l’amplitude désirées à partir de la tension continue,
- D’une électronique de commande pour piloter l'onduleur.
~ 28 ~
B. Le redresseur
Un redresseur par définition est un convertisseur statique alternatif-continu qui
permet de convertir une tension alternative en une tension redressée unidirectionnelle.
Un redresseur peut être monophasé ou triphasé, simple alternance ou double
alternance, non commandé formé de diodes (la tension moyenne de sortie est constante et ne
peut être changée) ou commandé les diodes sont remplacées par des thyristors et permet de
commander la puissance voulue aux bornes du récepteur et la valeur moyenne de la tension
obtenue est réglable.
Principe de fonctionnement (montage triphasé en pont de diodes)
Le schéma du montage triphasé en pont, appelé pont de Graetz, est donné à la
figure (II.32).
Figure II. 32: Schéma d'un redresseur triphasé en pont complet
Ce montage est constitué de deux groupes de commutation en série, connaissant le
fonctionnement de diodes, le principe de fonctionnement du montage est que le groupe formé
de D1, D3, D5 travaille sur l’alternance positive, c’est-à-dire seul la diode dont l’anode est au
potentiel le plus élevé conduit et le groupe formé de D4, D6, D2 travaille sur l’alternance
négative c’est-à-dire seul la diode dont la cathode est au potentiel le plus bas conduit.
Figure II. 33: signaux triphasés de tensions simples à l'entrée du pont de diodes d’un reseau équilibré
~ 29 ~
Soit la figure ci-dessus, montrant les signaux des tensions simples 𝑉1, 𝑉2 et 𝑉3
respectivement de la ligne 𝐿1, 𝐿2 et 𝐿3 d’un réseau triphasé équilibré sinusoïdale à l’entrée du
redresseur.
Connaissant le principe de fonctionnement du montage et en suivant le
diagramme de la figure (II.33), nous tirons ceci :
Etat 1 : pour 0 > 𝑤𝑡 >𝜋
6 , on a 𝑉3 > 𝑉1 > 𝑉2, pour le groupe travaillant sur
l’alternance positive c’est la diode 𝐷5 qui conduit (tension à ses bornes 𝑢𝐷5=0) et pour le
groupe fonctionnant sur l’alternance négative c’est la diode 𝐷6 qui conduit (𝑢𝐷6=0), ainsi la
tension à la sortie du pont est 𝑈𝑢 = 𝑉3 − 𝑉2, ce qui conduit à ce que les tensions au bornes de
diode nous donne: 𝑢𝐷1 = 𝑉1 − 𝑉3 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷3 = 𝑉2 − 𝑉3 < 0 (diode bloquée),
𝑢𝐷2 = 𝑉2 − 𝑉3 < 0 (diode bloquée) et 𝑢𝐷4 = 𝑉2 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée) ;
Etat 2 : pour 𝜋
6> 𝑤𝑡 >
𝜋
2, on a 𝑉1 > 𝑉3 > 𝑉2, la diode 𝐷1 entre en conduction (𝑢𝐷1=0)
et la diode 𝐷6 reste à son état précèdent (𝑢𝐷6=0), ainsi la tension à la sortie du pont est 𝑈𝑢 =
𝑉1 − 𝑉2, de même : 𝑢𝐷3 = 𝑉2 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷5 = 𝑉3 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée),
𝑢𝐷2 = 𝑉2 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée) et 𝑢𝐷4 = 𝑉2 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée) ;
Etat 3 : pour 𝜋
2> 𝑤𝑡 >
5𝜋
6, on a 𝑉1 > 𝑉2 > 𝑉3, la diode 𝐷1 reste en conduction (𝑢𝐷1=0)
et la diode 𝐷2 entre en conduction (𝑢𝐷2=0), ainsi la tension à la sortie du pont est 𝑈𝑢 = 𝑉1 −
𝑉3, et que 𝑢𝐷3 = 𝑉2 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷5 = 𝑉3 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷4 =
𝑉3 − 𝑉1 < 0 (diode bloquée) et 𝑢𝐷6 = 𝑉3 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée);
En suivant le même principe de développement on aura à la suite :
Etat 4 : pour 5𝜋
6> 𝑤𝑡 >
7𝜋
6, 𝑉2 > 𝑉1 > 𝑉3, 𝑢𝐷3=0 et 𝑢𝐷2=0, 𝑈𝑢 = 𝑉2 − 𝑉3 et ainsi
𝑢𝐷1 = 𝑉1 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷5 = 𝑉3 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷4 = 𝑉3 − 𝑉1 < 0
(diode bloquée) et 𝑢𝐷6 = 𝑉3 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée);
Etat 5 : pour 7𝜋
6> 𝑤𝑡 >
3𝜋
2, 𝑉2 > 𝑉3 > 𝑉1, 𝑢𝐷3=0 et 𝑢𝐷4=0, 𝑈𝑢 = 𝑉2 − 𝑉1 et ainsi
𝑢𝐷1 = 𝑉1 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷5 = 𝑉3 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷2 = 𝑉1 − 𝑉3 < 0
(diode bloquée) et 𝑢𝐷6 = 𝑉1 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée);
Etat 6 : pour 3𝜋
2> 𝑤𝑡 >
11𝜋
6, 𝑉3 > 𝑉2 > 𝑉1, 𝑢𝐷5=0 et 𝑢𝐷4=0, 𝑈𝑢 = 𝑉3 − 𝑉1 et ainsi
𝑢𝐷1 = 𝑉1 − 𝑉3 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷3 = 𝑉2 − 𝑉3 < 0 (diode bloquée), 𝑢𝐷2 = 𝑉1 − 𝑉3 < 0
(diode bloquée) et 𝑢𝐷6 = 𝑉1 − 𝑉2 < 0 (diode bloquée);
~ 30 ~
Etat 7 : Pour 11𝜋
6> 𝑤𝑡 > 2𝜋, on a 𝑉3 > 𝑉1 > 𝑉2, remarquez que cet état est similaire à
l’état 1 (0 > 𝑤𝑡 >𝜋
6), ainsi le cycle de commutation recommence pour continuer avec la
période suivante.
Ainsi les formes d’ondes obtenu à un pond de diodes ainsi que la tension inverse
dans une diode du redresseur (cas de la diode D1) sont représentées sur la figure (II.34).
Figure II. 34:formes d'ondes obtenues à un pont triphasé de Graetz
C. Le circuit intermédiaire
Le circuit intermédiaire du variateur électronique de vitesse n’est rien d’autre
qu’un circuit de filtrage de la tension de sortie du redresseur.
Le filtrage a pour rôle de rendre l'allure de la tension issue du redressement en une
tension aussi continue que possible, on insère donc un filtre passe bas en sortie du redresseur
pour permettre de réduire l’ondulation de tension.
Un redresseur commandé est réversible, c.-à-d. lors du freinage électrique, le
récepteur, le moteur dans notre cas, fonctionnant en génératrice, le redresseur renvoie de
l'énergie à la source d'alimentation (freinage électrique récupératif); dans le cas d’un
redresseur non commandé, cette opération inverse est impossible, c’est ainsi dans le variateur
de vitesse utilisant ce type de redresseur, on ajoute dans le circuit intermédiaire un absorbeur.
Un Absorbeur n’est qu’un dispositif permettant un freinage électrique dissipatif,
constitué d’un hacheur de freinage et une résistance correctement dimensionnée pour
permettre un freinage momentané.
~ 31 ~
D. L’Onduleur
Un onduleur est un convertisseur statique assurant la conversion continu-
alternatif, c.-à-d. il fournit une tension (ou un courant) de grandeur et de fréquence réglables à
un récepteur monophasé ou triphasé, à partir d’une source de tension (ou de courant)
continue.
On distingue principalement deux classes d’onduleur: les onduleurs non
autonomes et les onduleurs autonomes. Entre ces deux types d’onduleurs, il existe un type
intermédiaire d’onduleur appelé onduleur à commutation par la charge (ou encore onduleur à
résonance).
Un onduleur est dit non autonome si l’énergie nécessaire pour la commutation des
thyristors est fournie par le réseau alternatif qui est donc un réseau actif (cas observé en
fonctionnement en onduleur des redresseurs) ; et un onduleur est dit autonome si
l’établissement et la connexion entre l’entrée et la sortie ne dépend que de la commande des
semi-conducteurs, c.-à-d. on modifie de façon périodique les connexions entre l’entrée et la
sortie et permet d’obtenir de l’alternatif à la sortie.
Un onduleur autonome peut être soit un onduleur de courant (commutateur de
courant) alimenté par une source de courant continu ou soit un onduleur de tension alimenté
par une source de tension continue.
Un onduleur de tension est soit monophasé configuré en push-pull (onduleur
monophasé avec transformateur de sortie à point milieu), en demi pont (l’onduleur
monophasé avec diviseur capacitif) ou en pont complet destiné à alimenter des charges
alternatives monophasées; ou soit triphasé qui fournit une source de tension triphasée destiné
aux applications des moyennes et des fortes puissances.
Figure II. 35:Schéma de l'onduleur monophasé de tension en demi pont à gauche et en pont complet à droite
Figure II.36: Schéma de principe d’un onduleur de tension
~ 32 ~
a. Principe de fonctionnement (onduleur de tension triphasée)
L’onduleur de tension triphasée est constitué d’une source de tension continue
(dans notre cas obtenue à partir du redresseur triphasé à diodes suivi d’un filtre) et de six
interrupteurs monté en pont formant ainsi trois bras. Pour obtenir la tension alternative, le
principe de fonctionnement est basé sur le découpage de la tension d’entrée continue et
l’appliquer une fois dans un sens, une autre fois dans l’autre sens à la charge grâce au jeu
d’ouverture des interrupteurs, c.-à-d. les interrupteur sur chaque bras doivent être
complémentaire deux à deux pour assurer la continuité des courants de sortie alternatif et
chaque bras doit être commander avec un retard de T/3 sur le précédent pour que les tensions
de sortie soient identiques à un tiers de la période T de leur fondamental prés, la période de
fonctionnement est fixée par la commande des interrupteurs.
Pour comprendre le fonctionnement de l’onduleur, nous allons nous référer à la
figure (II.36) de l’onduleur de tension.
En respectant les conditions générales de source de tension et de courant :
- Une source de tension ne doit jamais être court-circuitée mais elle peut être ouverte.
- Le circuit d’une source de courant ne doit jamais être ouvert mais il peut être court-
circuité.
Donc en aucun moment deux interrupteurs en série (par exemple S1 et S4)
doivent être fermés simultanément sous peine de court-circuit. Et pour voir le fonctionnement
nous allons supposer au moins un des interrupteur en série est toujours fermé, on obtient huit
états possible, nous notons un ‘’1’’ l’état quand l’interrupteur du haut d’un bras est fermé et
par un ‘’0’’ l’état lorsque celui du bas est fermé.
Le tableau des données suivant, illustre toutes les combinaisons possibles des états
respectifs des interrupteurs qui ne violent aucune des règles fondamentales.
Bras 1 Bras 2 Bras 3 Tension simple Tension
composée
S1 S4 S3 S6 S5 S2 UA0 UB0 UC0 UAB UBC UCA
Cas0 000 Off On Off On Off On -E /2 -E /2 -E /2 0 0 0
Cas1 100 On Off Off On Off On E /2 -E /2 -E /2 E 0
-E
Cas2 110 On Off On Off Off On E /2 E /2 -E /2 0 E -E
Cas3 010 Off On On Off Off On -E /2 E /2 -E /2 -E E 0
Cas4 011 Off On On Off On Off -E /2 E /2 E /2 -E 0 E
Cas5 001 Off On Off On On Off -E /2 -E /2 E /2 0 -E E
Cas6 101 On Off Off On On Off E /2 -E /2 E /2 E -E 0
Cas7 111 On Off On Off On Off E /2 E /2 E /2 0
0 0
~ 33 ~
Où :
- UA0, UB0 et UC0 les tensions simples entre les bornes A, B et C, et le point milieu du
pont capacitif d’entrée pris comme référence à potentiel nul. sont de tensions alternatives
rectangulaires de valeurs distinctes ± E/2.
- UAB, UBC et UCA les tensions de ligne entre phase A, B et C. données respectivement
par : UA0- UB0, UB0- UC0 et UC0- UA0.
En parcourant périodiquement les états ‘’cas 1’’ à ‘’ cas 6’’ on obtient trois phases
déphasées de 120°. Graphiquement nous obtenons les formes d’ondes de tensions composées
entre phases montrée sur la figure suivante :
Figure II. 37: Formes d'ondes de tensions de ligne
Et les cas 0 et 7 (états de roue libre) permettent d’obtenir une tension résultante
maximale ; c.-à-d. en exploitant ces positions on aura une variation de la tension moyenne à la
sortie de l’onduleur.
Cependant cette simple succession d’états ne permet pas d’avoir une forme
d’ondes sinusoïdales satisfaisantes. C’est ainsi qu’on recourt à de technique de commande de
l’onduleur pour se rapprocher de plus en plus à une forme d’onde sinusoïdale.
Les interrupteurs de l’onduleur sont réalisés suivant la puissance à contrôler, avec
des transistors MOS ou bipolaire, des IGBT ou des thyristors GTO, on associe des diodes en
~ 34 ~
antiparallèles (diodes dites de ‘‘roue libre’’) pour étendre les caractéristiques des interrupteurs
pour en faire des commutateurs réversibles en courant ainsi constituer des interrupteurs
bidirectionnels en courant à simple commande d’amorçage.
Figure II. 38: Caractéristiques statique et dynamique d’un interrupteur de l'onduleur
La figure suivante nous montre un onduleur de tension à MOSFET de puissance avec
diodes de roue libre.
Figure II. 39: Onduleur de tension à MOSFET
b. Techniques de commande
Pour obtenir une onde sinusoïdale à la sortie d’un onduleur, plusieurs types de
commande sont possibles, les plus utilisées sont :
- La commande pleine onde (dite 180°) : Dans un onduleur de tension commandé par la
technique plein onde, on commande chaque interrupteur pour conduire pendant une demi-
période et à tout instant trois interrupteurs de branche différente sont en état de conduire et les
trois autres sont bloqués; Les trois branches de l'onduleur sont commandées avec un décalage
de 120° électriques de façon à générer des tensions triphasées symétriques directes à la sortie
de l’onduleur.
- La commande décalée : Le principe de la commande décalée ou séquentielle consiste
à utiliser deux angles de retard à l’allumage différents, α1 et α2, pour commander les deux
groupes de commutation.
- La commande à Modulation de largeur d’impulsion (MLI) : La tension générée par les
deux premières stratégies à une forme rectangulaire, permet un réglage de la fréquence des
tensions composées et simples, le réglage des valeurs efficaces ne peut être réalisé, les
formules mathématiques (décomposition en série de Fourier), ont montré que cette forme
d’onde est riche en harmoniques.
~ 35 ~
Les techniques de modulation de largeur d’impulsion, en anglais « Pulse Width
Modulation » (PWM), consistent à introduire des commutations supplémentaires dans la
commande des interrupteurs, à une fréquence supérieure à celle du fondamental de la tension
de sortie c.-à-d. au lieu de former chaque alternance d’une tension de sortie avec un seul
créneau rectangulaire, on la forme de plusieurs créneaux de largeurs bien spécifies pour
éliminer les harmoniques à fréquences proches de fondamentale.
Il existe plusieurs techniques de commande de modulation en largeur d’impulsion
parmi lesquelles nous avons:
La technique MLI engendrée (triangulo-sinusoïdale)
Avec la technique MLI triangulo-sinusoïdale, les instants de basculement des
interrupteurs résultent de la comparaison entre deux ondes périodiques, l’une sinusoïdale à la
fréquence fondamentale fm de la tension de sortie qui est l’image du signal souhaité à la sortie,
appelée onde modulante, et l’autre triangulaire à fréquence plus élevée fp, appelée onde
porteuse. Les points d'intersection entre la modulante et la porteuse engendrent
l'enclenchement/déclenchement constituant ainsi une impulsion de durée variable et
l'ensemble de ces impulsions reconstitue, de ce fait, le fondamental de la sinusoïde de
référence.
Cette technique de modulation est caractérisée par l’indice de modulation et le
taux de modulation (le coefficient de réglage en tension) respectivement :
𝑀 =𝑓𝑝
𝑓𝑚 II.31
𝑟 =𝐴𝑚
𝐴𝑝 II.31
où 𝐴𝑚 l’amplitude de l’onde modulante et 𝐴𝑝 celle de la porteuse.
Selon l’indice de modulation, on parle de la modulation synchrone si l’indice de
modulation est entier (c’est-à-dire la 𝑓𝑝 est un multiple entier de la 𝑓𝑚) et de la modulation
asynchrone si l’indice de modulation est non entier.
A titre d’information, nous distinguons différentes techniques de la MLI
engendrée à savoir :
La modulation linéaire multiple (UPWM): on compare une porteuse triangulaire avec
un signal de référence linéaire ;
La modulation sinusoïdale triangulaire unipolaire (SPWM: Sinus Pulse Width
Modulation) : l’onde porteuse est triangulaire tandis que l’onde de référence est sinusoïdale ;
La modulation sinusoïdale partielle ou modifiée (MSPWM) : la porteuse n’est pas
appliquée au milieu des alternances de la sinusoïde de référence ;
La modulation sinusoïdale avec porteuse bidirectionnelle : la porteuse triangulaire est
bidirectionnelle (bipolaire)
La technique MLI calculée (programmée)
Avec cette technique les instants de commutation des interrupteurs sont définis à
l’avance par calcul de manière à répondre à certains critères portant sur le spectre fréquentiel
~ 36 ~
de l’onde délivrée par l’onduleur que l’on exprime mathématiquement. En d’autre terme, les
angles de commutations sont calculés de façon à éliminer un certain nombre d’harmoniques.
Cette technique est basée sur l’algorithme de Patel et Hoft. Dans cette technique,
il est possible d’asservir le fondamental de la tension MLI et d’annuler les amplitudes des (m-
1) premiers harmoniques.
Pour assurer la commande des interrupteurs avec cette technique, on mémorise les
séquences de fonctionnement et on les restitue cycliquement.
Les critères usuellement retenus il s’agit de :
l’élimination sélective d’harmoniques (SHE) de rangs spécifiés,
l’élimination d’harmoniques dans une bande de fréquences spécifiée,
minimisation d’un critère harmonique global.
Donc en ce qui concerne les techniques de modulation de largeur d’impulsion
permettent le contrôle de la fréquence et de l’amplitude du fondamental de la tension de sortie
de l’onduleur et présentent également comme intérêt de rejeter les harmoniques vers les
fréquences élevées.
c. Techniques de production d’onde MLI
Pour générer un signal MLI nécessaire à la commande et au blocage des éléments
semi-conducteurs utilisés comme interrupteur, on fait souvent appel à trois techniques à
savoir :
- Technique analogique
Elle est basée sur l’utilisation d’un amplificateur opérationnel qui compare deux
ondes, l’une porteuse souvent triangulaire et l’autre sinusoïdale (la référence), de deux
générateurs de signaux.
Parmi les commandes qui exploitant la technique analogique, on peut citer la
commande linéaire en arc cosinus.
Figure II. 40: Schéma Synoptique de la technique analogique
- Technique numérique
Avec cette technique, on utilise des microprocesseurs.
~ 37 ~
Son principe est de programmer sur ordinateur grâce à un langage informatique,
souvent propre au type de microcontrôleur utilisé, en définissant les angles d’amplitudes
calculés au préalable, et on transfert le programme sur le microprocesseur qui va assurer la
génération des impulsions en se servent de ce programme.
Figure II. 41: Schéma synoptique de la technique numérique
Il existe plusieurs microprocesseur permettant de générer le signal PWM, parmi lesquels nous
retrouvons : le microcontrôleur PIC et le microcontrôleur Arduino.
- Technique hybride
Cette technique combine les deux premières précédentes, qui consiste à générer
l’onde porteuse d’une manière analogique et l’onde de référence d’une manière numérique,
ensuite un comparateur analogique compare le deux signaux pour générer un signal MLI.
Figure II. 42: Schéma synoptique de la technique hybride
II.2. Le microcontrôleur
A. Généralités
Un microcontrôleur est un circuit intégré qui contient un système informatique.
C’est un composant électronique programmable qui se présente comme une unité de
traitement de l’information de type microprocesseur contenant tous les composants d’un
système informatique, à savoir, le microprocesseur, des mémoires, les périphériques, etc.
Chaque fabricant a sa ou ses famille(s) de microcontrôleur.
L’utilisation des microcontrôleurs pour les circuits programmables a plusieurs
points forts et bien réels.
Avantages :
- Un microcontrôleur est intégré dans un seul et même boîtier, qui nécessitait avant, une
dizaine d’éléments séparés. Il résulte donc une diminution évidente de l’encombrement en
matériel et du circuit imprimé,
- Cette intégration a aussi comme conséquence immédiate de simplifier le tracé du
circuit imprimé,
- Réalisation des applications non réalisables avec d’autres composants.
Un microcontrôleur est constitué d’un ensemble d’éléments qui ont chacun une
fonction bien déterminée, comme sur la carte mère d’un ordinateur.
~ 38 ~
Il existe 5 types de mémoire du microcontrôleur:
- La mémoire Flash: qui contiendra le programme à exécuter, Cette une mémoire
effaçable et réinscriptible.
- RAM: c’est une mémoire vive (volatile), qui s’efface si on coupe l’alimentation du
microcontrôleur.
- EEPROM: c’est le “disque dur” du microcontrôleur; cette mémoire
ne s’efface pas lorsque l’on éteint le microcontrôleur ou lorsqu’on le reprogramme.
- Les registres: un type particulier de mémoire utilisé par le processeur.
- La mémoire cache: cette mémoire fait une liaison entre les registres et la RAM.
Le processeur (CPU) du microcontrôleur c’est le composant principal, c’est lui
qui exécute le programme conçu par l’utilisateur.
B. Le microcontrôleur Arduino
Arduino c’est une petite carte électronique programmable, développée par
une équipe de développeurs dans le but de créer facilement des systèmes électroniques.
Elle est constituée principalement :
- Du microcontrôleur (1),
- De l’Alimentation (2 et 3) : Le
microcontrôleur fonctionnant sous 5V, la carte peut
être alimentée en 5V par le port USB (en 2) ou bien
par une alimentation externe (en 3) qui est comprise
entre 7V et 12V,
- Du système de Visualisation (4): sont des
LED dont la taille est de l'ordre du millimètre ;
permettant de tester le matériel (microcontrôleur) et
servent à visualiser l'activité sur la voie série,
- De la connectique (5a et 5b): pour rendre la
carte "extensible".
On retrouve trois types de cartes :
- Les cartes dites « officielles » qui sont fabriquées en Italie par le
fabricant officiel : Smart Projects.
- Les cartes dites « compatibles » qui ne sont pas fabriqués par Smart Projects, mais qui
sont totalement compatibles avec les Arduino officielles.
- Les « autres » fabriquées par diverses entreprises et commercialisées sous un nom
différent (Freeduino, Seeduino, Femtoduino, …).
Figure II. 43: Photo d'une de carte Arduino
~ 39 ~
Chapitre 3. DIMENSIONNEMENT DU VARIATEUR ELECTRONIQUE
DE VITESSE D’UN MOTEUR A COURANT ALTERNATIF TRIPHASE
III.1. Introduction
Apres avoir faire l’étude sur le système électronique de variation de vitesse d’un
moteur asynchrone triphasé, nous passons à l’étape de dimensionnement de grandeurs et le
choix de différents composants à utiliser pour la réalisation d’un système de variation de
vitesse.
Ce système de variation de vitesse, c’est un variateur électronique de vitesse d’un
moteur asynchrone triphasé, commandé par un ensemble d’un redresseur et d’un onduleur de
tension dont le signal de commande est générée par une carte « Arduino » en exploitant le
principe de la technique de commande de la modulation en largeur d’impulsion étudié au
chapitre précédant.
La caractéristique de la charge du moteur à un impact sur le choix d’un variateur
électronique de vitesse, surtout dans le cas d’un moteur asynchrone caractérisé par une
consommation en courant électrique qui est proportionnelle à la charge supportée. C’est ainsi
qu’il faut s’assurer que le couple généré par le moteur (couple moteur) soit supérieur ou égale
au couple imposé par la charge (couple résistant) que nous groupons en quatre famille à
savoir : couple résistant constant, couple résistant proportionnel à la vitesse, couple résistant
parabolique, ainsi que le couple résistant hyperbolique.
Cependant dans notre cas, il s’agit de dimensionner les composants électroniques
qui doivent être déterminés en fonction du plus grand courant que peut demander un moteur ;
c’est ainsi dans notre travail nous allons considérer le pic que peut atteindre le courant lors du
démarrage d’un moteur asynchrone.
Le présent chapitre concerne le dimensionnement de différents circuits nécessaire
à la réalisation du variateur électronique de vitesse d’un moteur asynchrone, suivant une
démarche progressive et détaillée en tenant compte d’un cahier des charges.
III.2. Cahier des charges
Pour nous permettre à arriver à choisir correctement les composants électroniques
constituants les différents circuit du variateur, c.-à-d. de déterminer les caractéristique
requises pour chaque composant et choisir le type(référence) du composant à utiliser, nous
avons choisi de travailler sur un cas réel en exploitant un moteur asynchrone triphasé d’un
prototype d’un aspirateur industrielle poussière, trouver dans le labo de physique de la faculté
pour le dimensionnement du module de puissance ,et de prendre en compte les
caractéristiques du microcontrôleur de la carte Arduino présenté brièvement au chapitre
précédant pour le dimensionnement du module de commande.
Notre objectif est d’arriver à obtenir une variation de la vitesse de rotation d’un
moteur asynchrone triphasé à partir d’un bouton de commande (potentiomètre).
~ 40 ~
La plaque signalétique du moteur nous donne quelques caractéristiques
importantes pour le dimensionnement de notre équipement:
La tension nominale: 220/380 V - couplage : triangle/étoile - courant nominal: 3,40/1,95 A.
Puissance nominale: 0,75kw - facteur de puissance cos φ: 0,78.
Tournant à 1400 tr/min avec une fréquence de 50Hz.
Courant de pointe
Nous sommes dans un réseau 380V triphasé - 50Hz, pour le moteur choisi, le
stator du moteur sera couplé en « étoile » et aura un courant nominal de In =1,95A par phase.
Comme dit précédemment dans l’introduction, le courant de démarrage d’un
moteur asynchrone atteint 5 à 7 fois le courant nominal, c.-à-d. Id = 7.In = 7. 1,95 = 13,65A.
C’est ainsi dans toutes les étapes de dimensionnement qui suivront, nous
considérions cette pointe de courant pour dimensionner les composants, donc ICharge = 13,65A.
III.3. Schéma synoptique du projet
Ce variateur de vitesse est subdivisé en deux parties principales, l’étage de
puissance et l’étage de commande.
Le module de puissance est constitué d’un redresseur dont on filtre la tension pour
alimenter l’onduleur qui à son tour alimente directement un le moteur.
Le module de commande est la partie responsable pour la génération de signaux
MLI à l’aide du microcontrôleur de la carte « ARDUINO » dont nous devons assurer sa
protection et son isolation avec le reste du circuit de puissance et d’adapter son signal pour
commander l’onduleur.
La figure suivante donne le schéma synoptique de principaux blocs du système.
Source d’alimentation
continue
Redresseur à diodes
Filtrage Onduleur de
tension triphasée
Pilotage des interrupteurs
MOSFET
Etage d’isolation
Génération des signaux MLI par
ARDUINO
Source d’alimentation
triphasée
Etage de commande
Etage de puissance
Moteur asynchrone
triphasé
~ 41 ~
III.4. Réalisation du module de puissance
A. Redresseur
Le choix s’est fait entre un redresseur commandé et un redresseur non commandé.
Les redresseurs commandés présentent plusieurs avantages, entre autre la
possibilité de pouvoir régler la tension moyenne de sortie et, en plus, ils sont réversibles ;
cependant pour qu’ils fonctionnent, les interrupteurs utilisés demandent un signal de
commande, ce qui veut dire la nécessité d’un circuit supplémentaire pour la commande de ces
interrupteurs.
Dans notre cas le redresseur choisi est le redresseur non commandé constitué des
diodes de puissance qui convient mieux dans notre application, car la diode de puissance est
un composant non commandable ni à la fermeture ni à la l’ouverture, ce qui rend le redresseur
moins couteux et plus efficace.
Caractéristiques requises de la diode de redressement
Pour choisir une diode de redressement, on tient compte de plusieurs paramètre,
dans notre cas, nous considérons principalement de la tension inverse admissible et du courant
admissible en direct.
Tension inverse
En négligeant la chute de tension directe et le courant inverse dans les diodes, la
tension inverse max supportée aux bornes de chaque diode lorsqu’il est à l’état bloqué dans le
circuit est égale à l’amplitude de la plus grande des tensions composées donnée par:
𝑈𝐷,𝑖𝑛𝑣𝑚𝑎𝑥 = √3𝑉 III.1
où 𝑈𝐷,𝑖𝑛𝑣𝑚𝑎𝑥 : tension inverse max aux bornes d’une diode,
𝑉 : tension maximale dans chaque phase à l’entrée du redresseur.
Courant max en directe
Chaque diode en conduction doit pouvoir laisser passer un courant au minimum
supérieur au courant max demandé par la charge, dans notre cas ce courant doit être supérieur
au courant max demandé par le moteur.
Application numérique
Tension :
Soit 𝑉=√2.220 = 311,127 V,
𝑈𝐷,𝑖𝑛𝑣𝑚𝑎𝑥 =√3. 311,127 = 538,888 𝑉,
Courant :
ICharge = 13,65A,
~ 42 ~
En utilisant un coefficient de sécurité de S =1,2, chaque diode doit faire passer au minimum
un courant 𝐼𝐷=16.38A,
Choix de la diode
En fonction de résultats obtenus précédemment, nous avons choisi la diode de
référence HFA25TB60 caractérisée par une tension inverse max 𝑈𝐷,𝑖𝑛𝑣𝑚𝑎𝑥 de 600V et un courant
directe max 𝐼𝐷 de 25 A.
Filtrage de la tension
Avant d’alimenter l’onduleur, nous devons lisser la tension sortie du redresseur,
pour cela, nous utiliserons le condensateur de filtrage pour diminuer l’ondulation de la tension
redressée.
La valeur de la capacité est calculée par la formule :
𝐶 =𝐼. ∆𝑡
∆𝑈𝑐
où 𝐼 : le courant max dans le circuit,
∆𝑈𝑐 : la variation de la tension max aux bornes du condensateur
∆𝑡 : le temps de décharge du condensateur, on prendra ∆𝑡 =𝑇
6 (cas du redressement triphasé)
avec 𝑇 =1
𝑓 = la période.
Application numérique
𝑓=50Hz,
𝑇 =1
𝑓=0,02sec,
𝑈𝑒𝑓𝑓=380V,
𝑈𝑚𝑎𝑥=√2. 𝑈𝑒𝑓𝑓=537,4V,
∆𝑈𝑐=𝑈𝑚𝑎𝑥-𝑈𝑚𝑎𝑥=157,4V,
𝐶 =𝐼.𝑇
∆𝑈𝑐.6 =
16,38 . 0,02
157,4 . 6=0,00035 F = 3500μF.
On utilisera deux condensateur en série de capacité 2.C = 2.3500 = 7000 μF
En se référant à la norme on prendra les condensateurs de capacité de 8200 μF.
Les deux condensateurs doivent supporter chacun au moins une tension minimum
à ses bornes de (537,4V . 1,5)/2 = 403V.
~ 43 ~
Circuit de montage
Figure III. 44: Circuit de montage du redresseur (réalisé avec le logiciel ISIS)
A. Onduleur
Nous avons fait un choix d’utilisation entre le transistor MOSFET ou bien le
transistor IGBT.
En tenant compte de la puissance à contrôler et de la fréquence maximale de
commutation, nous avons choisi d’utiliser les transistors MOSFET comme interrupteurs de
l’onduleur car ils sont adaptés aux applications de faible et moyenne puissance inférieure à
quelques dizaines de kilowatts et du fait de sa rapidité de commutation par rapport aux IGBT.
Caractéristiques requises du MOSFET
Pour choisir un transistor MOSFET, nous devons nous référer à plusieurs
paramètres, entre autre le courant max drain source (courant max à supporter), la tension
supportée, la tension VGS de saturation (tension de commande), la capacité de grille, la valeur
RDS(ON) qui doit être basse pour gaspiller moins d’énergie et etc.
Principalement, pour réduire les choix, nous allons nous basé sur la tension
supporté le courant max pour éliminer d’emblée tous les modèles ne respectant pas ce valeurs.
Tension supportée
Connaissant l’architecture de l’onduleur triphasé a deux niveau, chaque bras est
constitué de deux interrupteurs qui sont complémentaires, c’est-à-dire qu’ils ne sont ni ouverts
ni fermés en même temps ; En négligeant les chutes de tension dans ces derniers (les
interrupteurs), lorsqu’un interrupteur conduit sur chaque bras, directement son
complémentaire est soumis à la tension égale à la tension d’entrée de l’onduleur, dans notre
cas celle de la sortie du redresseur, qu’il doit supporter à son état bloqué.
𝑈𝑠𝑢𝑝,𝑀𝑜𝑠𝑚𝑎𝑥 = 𝑈𝑢 III.2
~ 44 ~
Avec 𝑈𝑠𝑢𝑝,𝑀𝑜𝑠𝑚𝑎𝑥 : tension max supportée par le MOSFET à l’état fermé,
𝑈𝑢 : La tension à l’entrée de l’onduleur, qui est celle de la sortie du redresseur, qui, à tout
instant égale à la différence entre la tension la plus élevée et la plus basse entre les tensions
simple à l’entrée du redresseur en négligeant les chutes de tensions dans les diodes.
Courant max drain source
Comme pour les diodes de redressement, chaque MOSFET en conduction doit
pouvoir faire passer au minimum un courant supérieur au courant max demandé par la charge.
Application numérique
Tension :
Avec 𝑉 = √2.220V=311,127V,
𝑈𝑢 = √3𝑉 = 538,888 V,
𝑈𝑠𝑢𝑝,𝑀𝑜𝑠𝑚𝑎𝑥 =𝑈𝑢 = 538,888 V,
Courant :
cfr application numérique du courant maximal cas de la diode de redressement.
Choix du transistor
En considérant la tension à supporter par les MOSFET à l’état bloqué et le courant
maximale en conduction, nous utiliserons le MOSFET de référence IRFP21N60L.
Avec comme caractéristiques : une tension maximale supportable de 600V, un
courant allant jusqu’à 21 A, une tension seuil de grille Vth de 5V.
NB : pour les diodes à roue libre, on choisira les diodes supportant le courant
direct demandé par la charge. Dans notre cas pour simplifier la tâche, nous utiliserons le
même type des diodes choisies pour le circuit de redressement.
~ 45 ~
Circuit de montage
Figure III. 45: Schéma du circuit de l'onduleur (réalisé avec le logiciel Proteus ISIS)
III.5. Réalisation du module de commande (Etage de commande)
Pour protéger l’unité de commande « la carte ARDUINO » qui sera utilisé pour la
génération d’impulsions de commande des MOSFET du mauvais fonctionnement d’une part,
et pour apporter l’énergie nécessaire à la commutation et assurer une tension de grille
suffisamment grande pour avoir les commutations des interrupteurs de l’autre part, nous
devons la séparer de la partie commande qui va stimuler les interrupteurs et amplifier
l’énergie du signale de commutation.
C’est ainsi le circuit de commande aura deux principaux éléments à mettre en
place à savoir : le circuit d’isolation et le circuit de commande approchée pour les MOSFET.
A. Isolation galvanique du circuit de commande
L’isolation galvanique a pour objectif de supprimer tout lien électrique entre les
circuits de commande et de puissance, on recourt à de solution électronique.
Deux techniques sont utilisées : l’isolation électromagnétique et l’isolation
optique. L’isolation électromagnétique est assurée souvent par le transformateur d’impulsion,
c’est un transformateur de petite puissance, ayant la plupart du temps un rapport de
transformation unitaire utilisée surtout pour les applications de faibles fréquences et ne
transmet que des signaux impulsionnels.
~ 46 ~
Pour l’isolation optique (optoélectronique), c’est un flux lumineux qui assure la
transmission d’information, cette technique présente beaucoup plus des performances pour les
hautes fréquences.
Vue les inconvénients que présentent l’isolation électromagnétique, notre choix se
penche sur l’utilisation d’un isolateur optique.
Il existe plusieurs types d’optocoupleurs, et sont choisis principalement en
fonction de leur courant d’entrée (dépendant du courant de signal de l’unité de commande)
ainsi que de leur temps de réponse (caractérisé par le temps de montée et de décroissance).
Choix de l’optocoupleur
Nous avons choisie d’utiliser le circuit intégré HCPL2201, caractérisé par :
- Un faible courant d'entrée (Imin =1.6 mA, Imax = 5 mA).
- Temps de montée (rise time) tr=30ns.
- Temps de décroissance (fall time) tf=7 ns.
Figure III. 46:Les pins et le schéma interne simplifié de HCPL2201
Pour le montage de HCPL2201, il faut rajouter une capacité aux bornes de son
alimentation pour éviter la chute de tension lors de commutation à l’intérieur du circuit et une
résistance de protection pour limiter le courant aux bornes de la diode lumineuse.
Figure III. 47:Le montage du HCPL2201
~ 47 ~
Circuit d’isolation
Dans notre montage, le circuit d’isolation est constitué de trois phases. On
rajoutera une résistance de protection de R=1kΩ au pin #2 de chaque optocoupleur et un
condensateur de 4,7μF aux bornes de l’alimentation pour les trois optocoupleurs.
Figure III.48: Schéma du circuit d'isolation (réalisé avec le logiciel Proteus ISIS)
B. Circuit de commande rapprochée de MOSFET
L’onduleur a trois bras, dont chacun possède deux transistors MOSFET. Dans
chaque bras, celui de dessus est appelé «transistor High-side » et celui d’en bas
«transistor Low-side » ; Dans un MOSFET, Pour provoquer l’établissement d’un courant
entre le drain et la source IDS, il faut appliquer une tension VGS suffisante entre la source et la
grille; Le MOSFET « high-side » est à potentiel flottant, ce qui rend sa commande plus
complexe que le MOSFET « low-side » pour la bonne polarisation de l’électrode de grille par
rapport à celle de la source.
Pour garantir la bonne polarisation de la tension de commande pour le MOSFET
high-side, plusieurs solutions ont été proposées. Nous utiliserons l’une d’entre elles qui est la
technique bootstrap.
~ 48 ~
La technique bootstrap
La technique bootstrap est une technique basée sur deux montages en structure
CMOS (utilisation de 2 transistors MOSFET N et P ou 2 transistors polarisés en opposition)
pilotés par 2 signaux en opposition pour la commande du transistor « low-side » et « high-
side » d’un bras de l’onduleur.
Figure III. 49: schéma de principe de la technique de bootstrap
Cette technique permet de créer une alimentation flottante pour le circuit de
commande de l’interrupteur « high-side » en utilisant un condensateur appelé condensateur de
bootstrap.
Le principe est de charger à travers la diode (diode de bootstrap) le condensateur
𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 jusqu’à une tension 𝑉𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 se trouvant à ses bornes pendant la phase de conduction du
transistor « low-side » (MLS passant) c.-à-d. le transistor M4 est bloqué, ce qui veut dire MHS
aussi est bloqué. A l’instant M4 devient passant, la diode de bootstrap se bloque et le
condensateur devient une source de tension pour alimenter la grille du transistor « high-side »,
on obtient à la figure suivante, le schéma donnant la charge du condensateur.
~ 49 ~
Figure III. 50: phase de conduction du MOSFET high-side Mhs
Pour un transistor MOSFET, lors de la conduction, les bornes drain-source se
comportent comme une résistance de faible valeur et les bornes grille-source comme un
condensateur qu’il faut charger à chaque impulsion à la grille pour sa commande, d’où on
peut représenter le circuit précèdent comme une maille représentée à la figure suivante.
Figure III. 51:Schéma équivalent de la phase de conduction du MOSFET high-side Mhs
Le dimensionnement du condensateur de boots doit être fait en respectant deux
contrainte principale, c.-à-d. la durée de conduction du transistor « low-side » doit être
suffisante pour que le condensateur de bootstrap puisse se charger totalement. De même
compte tenu de la consommation du circuit de commande, la durée de conduction du
transistor « high-side » est limitée pour éviter la décharge complète du condensateur de
bootstrap.
La réalisation de ce circuit de commande « commande bootstrap » avec de
composants discrets est trop complexe. Cependant, il existe de contrôleur de MOSFET qu’il
faut choisir en fonction du courant maximal que la grille nécessite pour être charger, car pour
un transistor MOSFET, plus le courant drain-source augmente, plus la capacité grille source
augmente aussi.
Choix du circuit de bootstrap
Apres avoir feuilleté plusieurs fiches techniques de différents « contrôleurs »
existant, nous avons choisi d’utiliser le circuit intégré IR2111 comme circuit de bootstrap qui
~ 50 ~
commandera deux MOSFET « low-side » et « high-side » à partir des signaux provenant du
circuit d’isolation.
C’est un circuit à 8 pins :
Figure III. 52: Les pins d'IR2111
- 1 : l’alimentation Vcc
- 2 : l’entrée de signal de commande (dans notre cas issu de la sortie «#7» 𝑉𝑂 de
l’optocoupleur)
- 3 : Masse, à relier à la masse.
- 4 : la sortie basse pour la commande de MOSFET « low-side »
- 5 : non utilisé
- 6 : le pin qui sera lié au point du potentiel flottant
- 7 : la sortie haute pour la commande de MOSFET « high-side »
- 8 : alimentation flottante.
La fiche technique fournit son schéma interne et son utilisation typique sur la
figure suivante :
Figure III. 53: Schéma bloc interne et la connexion typique d'IR2111
~ 51 ~
Caractéristiques requises de la diode et du condensateur de bootstrap
Pour la diode de bootstrap, elle est choisie de tel sorte qu’elle soit capable de
supporter une tension inverse maximale équivalente à la tension d’alimentation de l’onduleur.
Nous utiliserons la diode de référence BY206 supportant une tension inverse
allant jusqu’à 400V (voir fiche technique).
La capacité du condensateur de bootstrap est dimensionnée afin de limiter la
baisse de tension à ses bornes pendant le fonctionnement, elle est donnée par le rapport entre
la charge total du condensateur 𝑄𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 et la tension à ses bornes 𝑉𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡.
𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 =𝑄𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡
𝑉𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 III.3
La tension 𝑉𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 est calculée en fonction de la tension d’alimentation Vcc
diminuée des chutes de tensions :
- Aux bornes de la diode de bootstrap 𝑉𝑓. 𝑉𝑓=1.5v.
- Aux bornes du transistor « low-side » en conduction 𝑉𝐷𝑆(𝐿𝑆𝑜𝑛). 𝑉𝐷𝑆(𝐿𝑆𝑜𝑛)= RDSS.I=4v.
- De la tension grille source minimale 𝑉𝐺𝑆(min). 𝑉𝐺𝑆(min)=5v.
𝑉𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 = 𝑉𝑐𝑐 − 𝑉𝑓 − 𝑉𝐷𝑆(𝐿𝑆𝑜𝑛) − 𝑉𝐺𝑆(min) III.4
La charge totale 𝑄𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 est calculée en fonction de la charge nécessaire à la grille
du MOSFET.
𝑄𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 = 𝑄𝐺 + 𝐼𝑓𝑢𝑖𝑡𝑒 . 𝑡𝑜𝑓𝑓 III.5
𝑄𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡 = 𝑄𝐺 + 𝐼𝑓𝑢𝑖𝑡𝑒 . (1 − 𝐷). 𝑇𝑆 III.6
Où 𝑄𝐺 : la charge nécessaire à la grille du MOSFET. 𝑄𝐺=150nC.
𝐼𝑓𝑢𝑖𝑡𝑒 : Le courant de fuite du contrôleur. 𝐼𝑓𝑢𝑖𝑡𝑒=50μA.
𝑡𝑜𝑓𝑓 : Le temps de blocage du MOSFET.
D: le rapport cyclique. 𝐷 =𝑡𝑜𝑛
𝑇𝑆.
𝑡𝑜𝑛 : Le temps de conduction du MOSFET.
𝑇𝑆 : La période. 𝑇𝑆 = 𝑡𝑜𝑛 + 𝑡𝑜𝑓𝑓=1/fc.
Nous voyons bien le calcul de la charge total dépend de la fréquence max de
commutation (fc) du signal MLI qui dépend de la fréquence max de fonctionnement que peut
fournir le microcontrôleur, envisagé comme générateur du signal de commande dans notre
projet de dimensionnement du variateur électronique de vitesse. Connaissant ainsi les
caractéristiques du PWM(MLI), on pourra calculer la capacité du condensateur de bootstrap.
Généralement la fréquence max de commutation du signal MLI pour le bon
fonctionnement d’un moteur est autour de 20KHz.
~ 52 ~
Circuit de montage proposé
Figure III. 54: schéma du circuit de commande approchée de MOSFET (réalisé avec le logiciel Proteus ISIS)
C. Circuit générateur de signaux de commande
La génération de signaux dans notre projet sera géré par l’utilisation de sorties
« PWM » (MLI) d’un microcontrôleur. Un signal PWM est caractérisé par son rapport
cyclique (le temps au niveau haut par rapport à la période totale, souvent exprimé en %,
compris entre 0 et 1) ainsi que par sa fréquence de découpage (l'inverse de la période).
Le principe est de programmer le microcontrôleur de manière à avoir à la sortie
dans notre cas (la commande d’un onduleur triphasé) trois signaux constitués de plusieurs
impulsions qui sont déphasées de 120° électrique et qui seront doublées par le circuit de
commande rapprochée de MOSFET pour avoir trois signaux complémentaires aux précédents
et obtenir ainsi six signaux de commande qui attaquent les six interrupteurs de l’onduleur.
Pour obtenir ces signaux, on applique la technique de modulation de largeur
d’impulsion basée sur la comparaison de deux ondes ; l’une dite « la porteuse » qui est
triangulaire d’amplitude 𝐴𝑝 et de fréquence 𝑓𝑝 très élevée, l’autre dite « la modulante ou
référence » qui est sinusoïdale d’amplitude 𝐴𝑟 et de fréquence 𝑓𝑟, cette onde de référence est
l’image de la tension de la tension de sortie de l’onduleur.
~ 53 ~
Figure III. 55: principe de la modulation sinus triangle synchrone
Pour avoir trois signaux déphasés de 120° électrique à la sortie de l’onduleur, il
faudrait générer trois signaux de référence de même amplitude et fréquence mais déphasé de
120° soit :
𝑉𝑟𝑒𝑓 1=𝐴𝑟.Sin (2π𝑓𝑟.t)
𝑉𝑟𝑒𝑓 2=𝐴𝑟.Sin (2π𝑓𝑟.t - 2π/3)
𝑉𝑟𝑒𝑓 3=𝐴𝑟.Sin (2π𝑓𝑟.t - 4π/3)
Ces trois signaux seront comparés à la même onde porteuse pour avoir trois ondes
MLI pour la commande des interrupteurs.
Figure III. 56:Modulation sinus triangle en triphasé
On obtiendra à la sortie de l’onduleur une variation de la tension en exploitant la
relation du taux de modulation (coefficient de réglage en tension) soit 𝑟 =𝐴𝑟
𝐴𝑝.
𝑟. 𝐴𝑝=𝐴𝑟 ça veut dire en variant l’amplitude de l’onde de référence 𝐴𝑟 de 0 à 𝐴𝑝,
on obtient une variation de la largeur d’impulsion 𝛿 du signal MLI et ceci provoque la
variation de la tension efficace à la sortie de l’onduleur de 0 à 𝑉𝑆.
On varie la fréquence du signal de référence en exploitant la relation de l’indice
de modulation 𝑀 =𝑓𝑝
𝑓𝑟, et on obtient une variation de la fréquence du signale de la
fondamentale de la tension de sortie de l’onduleur.
~ 54 ~
Nous avons donné en annexe un exemple d’un programme pour la commande
MLI.
Circuit générateur du signal MLI
Nous avons ainsi représenté un schéma réalisé à l’aide du logiciel Proteus ‘‘Isis’’
pour éclaircir le montage du circuit de génération du signal MLI pour la commande de
l’onduleur. La variation de la vitesse du moteur peut être commandée en ajoutant un
potentiomètre à une entrée analogique du microcontrôleur.
Figure III. 57: Schéma du circuit générateur du signal MLI (Proteus ISIS)
D. Circuit d’alimentation
Le circuit de commande demande de lui fournir une alimentation de tension
continue, d’une part par du 12volts continu pour l’alimentation de la carte de commande et
d’autre part pour la polarisation de circuit d’isolation et de commande approchée de
MOSFET.
Le montage présenté sur la figure (III.58) montre le schéma de principe d’une
alimentation positive devant délivrer une tension Vs.
Figure III. 58: Schéma d'une alimentation simple
~ 55 ~
Le circuit comporte :
- Un transformateur : pour diminuer l’amplitude de la tension secteur en générant une
tension sinusoïdale d’amplitude 𝑉𝑀,
- Un pont de diode : pour redresser sur deux alternances la tension de sortie du
transformateur ; à la sortie de ce pont on a une chute de tension de 2𝑉𝑑 dans les diodes,
- Un condensateur de filtrage : pour filtrer cette tension 𝑉𝑀-2𝑉𝑑 à la sortie du redresseur,
- Un régulateur intégré qui est un circuit intégré qui génère une tension constante entre
ses bornes 2 et 3 lorsque la tension entre ses bornes 1 et 3 est supérieure à un seuil noté 𝑉𝑇, de
plus le courant sortant de la broche 2 est négligeable. En charge le courant débité par le circuit
intégré va venir décharger le condensateur C, le courant de décharge est 𝐼3 =𝑉𝑆
𝑅 et il restera
constant tant que la tension 𝑉𝐶 aux bornes du condensateur est supérieure à la tension seuil 𝑉𝑇
du régulateur.
Choix des différents éléments
- Choix du régulateur
On choisit le régulateur à partir de la tension voulue à la sortie et du courant max
que peut supporter.
Pour une source de tension 12V, nous utiliserons le régulateur UA7812 qui fournit
une tension 12V et un courant max de 1,5A.
La fiche technique de ce régulateur montre son montage et donne les valeurs de
capacités de filtrages dont il faut ajouter à l’entrée et à la sortie du régulateur.
- Choix du transformateur
Le transformateur est choisi principalement en fonction de la puissance qu’il doit
fournir et de son rapport de transformation.
On utilisera un transformateur de 12V, 6VA.
- Choix de capacités de filtrage
On a une tension efficace V=12V, un courant Imax = 1A, dans le cas d’un
redressement double alternance, on peut calculer la valeur de la capacité de filtrage comme
suit :
Vmax = √2.12 = 17V,
∆𝑉=Vmax-Veff =17-12=5V,
∆𝑉=T/2=0,01sec,
𝐶 =𝐼 . ∆𝑡
∆𝑉=
1 . 0,01
5= 0,002 F = 2000μF.
On prendra la valeur normalisé de 2200 μF.
~ 56 ~
- Choix de diodes de redressement
Les caractéristiques de base de choix de diodes de redressement a été développé
lors de la réalisation du redresseur du module de puissance.
Ainsi on utilisera les diodes de référence IN4001 pour le pont de redressement.
Circuit de l’alimentation proposé
Figure III. 59: Circuit d'alimentation du circuit de commande (sous le logiciel Proteus ISIS)
~ 57 ~
CONCLUSION
Le but principal de notre travail concernait l’étude et le dimensionnement d’un
circuit électronique pour la réalisation d’un variateur électronique de vitesse devant permettre
à faire varier la vitesse de rotation d’un moteur asynchrone triphasé.
Ce variateur électronique de vitesse sera piloté par la commande MLI dont les
signaux de commande seront générés par un microcontrôleur. Il comporte un redresseur de
tension triphasée, un onduleur de tension à deux niveaux, une carte de commande pour
l’isolation et la commande approchée des interrupteurs, une carte Arduino pour générer les
signaux de commande et un circuit d’alimentation pour alimenter le circuit de commande.
Dans le premier chapitre nous avons passé en revue les différents types de
moteurs électriques tout en donnant plus de détails sur le moteur asynchrone triphasé, et fait
un rappel sur les composants électroniques de base.
Dans le deuxième chapitre, nous avons fait une étude du variateur électronique de
vitesse d’un moteur à courant alternatif triphasé dans laquelle nous avons expliqué le principe
de la variation de vitesse d’un moteur asynchrone par la commande scalaire (v/f constant)
ainsi que l’étude des parties principales d’un variateur électronique de vitesse.
Le troisième chapitre comprend les étapes suivies d’une manière progressive et
détaillée pour le dimensionnement et le choix de différents composants pour la réalisation
d’un variateur électronique de vitesse basé sur les caractéristiques d’un moteur asynchrone
triphasé. Nous avons exploité les caractéristiques d’un aspirateur industriel de poussière qui
nous a été proposé au Laboratoire de physique de la Faculté.
Le travail que nous avons réalisé ouvre quelques perspectives à exploiter, dont
essentiellement :
- Le développement des programmes pour la génération du signal MLI à partir d’un
microcontrôleur pour la commande des interrupteurs de l’onduleur.
- La réalisation pratique de ce variateur électronique de vitesse.
- Le remplacement du pont redresseur à diode par un redresseur à thyristors qui présente
plus d’avantage sur le plan technique.
~ 58 ~
BIBLIOGRAPHIE
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[2] Michel Pinard-Convertisseurs et electronique de puissance _ Commande, description,
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[5] M. Kostenko et L. Piotrovski - Machines électriques – Tome I et IIs
[6] Claude CHEVASSU – MACHINES ÉLECTRIQUES - Cours et Problèmes
[7] Bapio BAYALA – La machine asynchrone - Edition revue 2010
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[9] Daniel CLENET - Démarreurs et variateurs de vitesse électroniques -Cahier technique n°
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~ 59 ~
[20] International Rectifier. Bootstrap Network Analysis: Focusing on the
Integrated Bootstrap Functionality. Application Note AN-1123.
[21]
~ 60 ~
ANNEXES
Exemple d’un programme pour la commande MLI:
#include "avr/pgmspace.h"
#include "avr/io.h"
// table of 256 sine values / one sine period / stored in flash memory
PROGMEM prog_uchar sine256[ ] =
127,130,133,136,139,143,146,149,152,155,158,161,164,167,170,173,176,178,181,184,187,190,192,195,198,200,203,205,20
8,210,212,215,217,219,221,223,225,227,229,231,233,234,236,238,239,240,242,243,244,245,247,248,249,249,250,251,252,2
52,253,253,253,254,254,254,254,254,254,254,253,253,253,252,252,251,250,249,249,248,247,245,244,243,242,240,239,238,
236,234,233,231,229,227,225,223,221,219,217,215,212,210,208,205,203,200,198,195,192,190,187,184,181,178,176,173,17
0,167,164,161,158,155,152,149,146,143,139,136,133,130,127,124,121,118,115,111,108,105,102,99,96,93,90,87,84,81,78,76
,73,70,67,64,62,59,56,54,51,49,46,44,42,39,37,35,33,31,29,27,25,23,21,20,18,16,15,14,12,11,10,9,7,6,5,5,4,3,2,2,1,1,1,0,0,0,
0,0,0,0,1,1,1,2,2,3,4,5,5,6,7,9,10,11,12,14,15,16,18,20,21,23,25,27,29,31,33,35,37,39,42,44,46,49,51,54,56,59,62,64,67,70,7
3,76,78,81,84,87,90,93,96,99,102,105,108,111,115,118,121,14
;
#define cbi(sfr, bit) (_SFR_BYTE(sfr) &= ~_BV(bit))
#define sbi(sfr, bit) (_SFR_BYTE(sfr) |= _BV(bit))
//
#define PWM_OUT_1 11 // PWM output on pin 11
#define PWM_OUT_2 10 // PWM output on pin 10
#define PWM_OUT_3 9 // PWM output on pin 9
#define POTEN_IN 0 // Potentiometer on pin 0
//
#define OFFSET_1 85 // Offset for second-phase
#define OFFSET_2 170 // Offset for third-phase
//
double dfreq;
const double refclk = 3921.56; // measured
const uint64_t twoTo32 = pow(2, 32); // compute value at startup and use as constant
//
// variables used inside interrupt service declared as voilatile
volatile uint8_t icnt; // var inside interrupt
volatile uint8_t icnt1; // var inside interrupt
volatile uint8_t c4ms; // counter incremented every 4ms
volatile uint32_t phase_accum; // pahse accumulator
volatile uint32_t tword_m; // dds tuning word m
//
~ 61 ~
//******************************************************************
void setup()
Serial.begin(115200); // connect to the serial port
//
pinMode(POTEN_IN,INPUT);
pinMode(PWM_OUT_1, OUTPUT); // PWM output / frequency output
pinMode(PWM_OUT_2, OUTPUT); // PWM output / frequency output
pinMode(PWM_OUT_3, OUTPUT); // PWM output / frequency output
//
// Setup the timers
setup_timer1();
setup_timer2();
//
// disable interrupts to avoid timing distortion
cbi (TIMSK0, TOIE0); // disable Timer0 !!! delay() is now not available
sbi (TIMSK2, TOIE2); // enable Timer2 Interrupt
//
dfreq = 50.0; // initial output frequency = 1000.0 Hz
tword_m = twoTo32 * dfreq / refclk; // calulate DDS new tuning word
//
void loop()
if (c4ms < 250) // timer / wait for a full second
c4ms = 0;
dfreq = analogRead(POTEN_IN); // read Poti on analog pin 0 to adjust output frequency from
0..1023 Hz
cbi (TIMSK2, TOIE2); // disble Timer2 Interrupt
tword_m = twoTo32 * dfreq / refclk; // calulate DDS new tuning word
sbi (TIMSK2, TOIE2); // enable Timer2 Interrupt
//
Serial.print(dfreq);
Serial.print(" ");
Serial.println(tword_m);
~ 62 ~
//****************
//******************************************************************
// timer1 setup
// set prscaler to 1, PWM mode to phase correct PWM, 16000000/(8*512) = 3921.16Hz
clock=4KHz
void setup_timer1(void)
// Timer1 Clock Prescaler to : 8
cbi (TCCR1B, CS10);
sbi (TCCR1B, CS11);
cbi (TCCR1B, CS12);
// Timer0 PWM Mode set to Phase Correct PWM
cbi (TCCR1A, COM1A0); // clear Compare Match
sbi (TCCR1A, COM1A1);
cbi (TCCR1A, COM1B0); // clear Compare Match
sbi (TCCR1A, COM1B1);
sbi (TCCR1A, WGM10); // Mode 1 / Phase Correct PWM
cbi (TCCR1A, WGM11);
cbi (TCCR1B, WGM12);
cbi (TCCR1B, WGM13);
//
//******************************************************************
// timer2 setup
// set prscaler to 1, PWM mode to phase correct PWM, 16000000/(8*512) = 3921.16Hz
clock=4KHz
void setup_timer2(void)
// Timer2 Clock Prescaler to : 8
cbi (TCCR2B, CS20);
sbi (TCCR2B, CS21);
cbi (TCCR2B, CS22);
// Timer2 PWM Mode set to Phase Correct PWM
cbi (TCCR2A, COM2A0); // clear Compare Match
~ 63 ~
sbi (TCCR2A, COM2A1);
sbi (TCCR2A, WGM20); // Mode 1 / Phase Correct PWM
cbi (TCCR2A, WGM21);
cbi (TCCR2B, WGM22);
//******************************************************************
// Timer2 Interrupt Service at 4KkHz = 255us
// this is the timebase REFCLOCK for the DDS generator
// FOUT = (M (REFCLK)) / (2 exp 32)
// runtime : 8 microseconds ( inclusive push and pop)
ISR(TIMER2_OVF_vect)
float val=(dfreq*8.6/24.8);
phase_accum += tword_m; // soft DDS, phase accu with 32 bits
icnt = phase_accum >> 24; // use upper 8 bits for phase accu as frequency information
OCR1A = pgm_read_byte_near(sine256 + icnt);
if (icnt1++ == 125) // increment variable c4ms every 4 milliseconds
c4ms++;
icnt1 = 0;
~ 64 ~
Circuit de puissance (réalisé sous Proteus ISIS):
~ 65 ~
Circuit de commande (réalisé sous Proteus ISIS):