belhadj youssef nesrine

7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine

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ECOLE DE TECHNOLOGIE SUPRIEURE

UNIVERSIT DU QUBEC

THESE PRESENTEE A

L'COLE DE TECHNOLOGIE SUPRIEURE

COMME EXIGENCE PARTIELLE

L'OBTENTION DU

DOCTORAT EN GNIE

Ph.D.

PAR

BELHADJ YOUSSEF. Nesr ine

MODELISATION ET COMMANDE DES REDRESSEURS TRIPHASES

FONCTIONNANT HAUT RENDEMENT ET FAIBLE TAUX DE DISTORSION

HARMONIQUE: APPLICATION AU REDRESSEUR TRIPHAS DE VIENNE

MONTRAL. LE

18

DECEM BRE 2007

Nesrine

BeJhadJ

youssef. 2007


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CETTE THESE A ETE EVALUEE

PAR UN JURY COMPOS DE:

M .KamalAl-Haddad, directeur de thse

Dpartement de gnie lectrique l 'cole de Technologie Suprieure

M. Hadi-Y. Kanaan, codirecteur de thse

Dpartement Electricit et Mcanique l 'Ecole Suprieure d'Ingnieurs de Beyrouth (ESIB),

Liban

M. ric David, prsident du jury

Dpartement de gnie mcanique l 'cole de Technologie Suprieure

M. Lou is-A. Dessaint , membre du jury

Dpartement de gnie lectrique l 'cole de Technologie Suprieure

M. Gza Joo s, membre du jury

Dpartement de gnie lectrique et informatique l 'Universit deMe Gill

M. Grard-A . Capolino, examinateur externe

Dpartement de gnie lectrique l 'Universit de Picardie Jules Verne, France

M. Vijay Sood, examinateur externe

Dpartem ent de gnie lectr ique et d ' informa dque l'Universi t de Concordia

ELLE AFAIT L 'OBJE T D 'UNE S OUT E NANCE DE VANT JURY E T P UBL IC

LE 14 DCE MB RE 2007

L ' COL E DE T E CHNOL OGIE S UP RIE URE


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R E M E R C I E M E N T S

Je voudrais exprimer mes remerciements les plus sincres

Prof.

Kamal Al-Haddad,

mon directeur de thse, pour ses directives fort intressantes et son soutien considrable,

qu'il soit scientifique ou moral. Je tiens galement saluer son grand

professionnaUsme

d'encadrement, ainsi que son talent grer les divergences d'opinions.

Mon deuxime remerciement s'adresse Dr. Hadi Y. Kanaan, mon co-directeur de thse,

qui n'a pargn ni temps ni effort malgr les distances, pour me faire part de sa large

exprience et de son grand savoir en recherche.

Je remercie galement le prsident et les membres de Jury pour m'avoir fait l 'immense

privilge d'valuer quitablement mon travail. Je salue galement les efforts respectables

qu'ils dploient dans leurs missions d'enseignement et de recherche.

Je tiens galement remercier la Chaire de Recherche du Canada en Conversion de

l 'nergie lectrique et en lectronique de Puissance pour leur soutien financier, qui m'a

fourni, ainsi qu'aux autres membres du groupe, tous les moyens logistiques et matriels

ncessaires au parfait avancement de nos projets.

Par la mme occasion, je voudrais remercier tous les techniciens du dpartement gnie

lectrique, plus particulirement M. Yves Robitaille, Mme Johanne Roy, M. Rigoberto

Avelar , Mme Edith Deslandes et M. Jorge Rojas Abad, pour m'avoir facilit l 'acquisition de

matriel ncessaire mes exprimentadons, ainsi que pour leurs conseils techniques fort

pertinents.

Finalement, je voudrais ddier cette thse aux tres qui me sont les plus chers au monde, les

membres de ma famille, et plus spcialement mes parents qui m'ont accord la plus

grande confiance, dont j 'espre tre et rester la hauteur. J 'aimerais leur dire que leurs

encouragements, au cours de mes annes de thse et tout au long de mon cursus


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IV

universitaire, ont t pour moi la meilleure motivadon pour surpasser les difficults qui

m 'ont rencontre et tenir mes ambitions.


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M O D L IS A TIO N E T C O M M A N D E D E S R E D R E S SE U R S T R I PH A S S

F O N CT IO N N A NT H A U T R E N D EM E N T E T F A IB L E T A U X D E D IS TO R SIO N

HA R MON I QU E: A P P LIC A TI O N A U R ED R ESSEU R TR IP HA S D E VI EN N E

BELHADJ YOUSSEF, Nesr ine

R SU M

Les problmes de la qualit de fonde lectrique constituent l'une des proccupations

majeures des fournisseurs de l'nergie et des organismes spcialiss en qualit d'nergie. Ce

sujet a gagn davantage d'ampleur avec l'utilisation ascendante des convertisseurs de

l'nergie lectrique dans la majorit des applications industrielles et domestiques. Dans

le

cadre de cette thse, on s'intresse plus particulirement au type des convertisseurs

continu/alternatif dont le fonctionnement adquat implique la parfaite rgulation du bus DC

de tension, l'attnuation des harmoniques de courants, la compensation de l'nergie ractive

et la maximisation du rendement nergtique. Ces diffrents critres doivent tre maintenus

pour diverses conditions de fonctionnement, c'est--dire indpendamment des variations

paramtriques auxquelles le systme peut tre sujet.

11

s'avre donc indispensable d'adopter

des techniques de commande efficaces, ce qui passe par une modlisation correcte du

convertisseur.

On se propose, en un premier temps, de mettre en place une plate-forme exprimentale pour

la validation des diffrents concepts thoriques proposs. Pour ce faire, on a conu et mis en

uvre un redresseur triphas non polluant de 1.5 kVA, alimentant des charges purement

rsistives. Une tude comparative de diffrentes topologies non polluantes nous a incit

choisir le redresseur triphas trois-nivaux trois interrupteurs, communment connu sous le

nom "convertisseur de Vienne". Le choix de cette topologie a t motiv par ses avantages

point de vue simplicit de circuiterie, rendement nergtique lev et trs hautes

performances pour la correction de facteur de puissance. L'approche de design propose dans

ce travail est gnrale, et peut tre facilement adapte des prototypes de plus grande

puissance.

La deuxime tape consiste caractriser le plus prcisment possible les dynamiques du

convertisseur. La technique de la moyenne sur une priode de commutation est alors utilise

pour dvelopper le modle d'tat moyen du convertisseur. Le modle ainsi obtenu prsente

de trs fortes variances dans le temps, le rendant difficiles exploiter pour des fins de

commande. Une transformation adquate des rapports cycliques, ainsi que l'expression des

variables d'tat instantanes dans le repre synchrone dqo, permettent de rsoudre cet

inconvnient. Par la suite, le modle moyen obtenu est utilis pour driver le modle statique

(au point de

foncfionnement

nominal) et le modle en rgime de

pefits

signaux. Ces

diffrents modles du convertisseur sont valids en temps rel sur le prototype exprimental,

moyennant la carte de commande DSI104 de dSP AC E et l 'environnement Real-Time

Workshop de Matlab. Les

oufils

de validation du modle moyen sont bass sur l'analyse des

trajectoires dans le plan de phase et des rponses temporelles. Pour le modle frquentiel, on

utilise la fameuse technique de perturbation en petits signaux et les diagrammes de Bode.


6/359

VI

Une fois la fiabilit des modles proposs est prouve, on procde la conception des lois de

commande. Dans ce contexte, deux avenues sont empruntables: soit une technique de

commande linaire utilisant le modle linaire invariant dans le temps du convertisseur, soit

une technique de commande non-linaire, conue sur la base du modle d'tat moyen. Pour

la premire approche, on se propose d'tudier les performances d'un nouveau concept, qu'est

la commande quasi-linaire. Cette technique prsente plusieurs atouts, tels que sa simplicit

de conception et d'implantation, mais prsente galement les limitations des techniques de

commande linaires. Ces dernires sont particulirement mises en vidence lors de rgimes

de fortes perturbations. Des stratgies de commande non-linaire et non-linaire adaptative

sont alors proposes, et permettent d'amliorer les dynamiques transitoires du systme.

La synthse des diffrentes lois de commande proposes permet de conclure que les

techniques non-linaires sont incontestablement les plus robustes face aux diverses

perturbations. Cependant, ils requirent des efforts de mesure assez levs. La rduction du

nombre de capteurs dans le circuit apparat donc comme une nouvelle proccupation

prendre en compte. On propose alors de reconstruire numriquement les tensions AC et DC

du convertisseur, utilisant un observateur non-linaire de type filtre de Kalman tendu. Les

variables estimes sont ensuite utilises la place de leurs contreparties mesures pour

rimplanter la commande non-linaire. Les rsultats obtenus sont assez satisfaisants.


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M O D E L L IN G A N D C O N T R O L O F T H R E E- PH A S E

RECTIFIER S

OP ER A TIN G

ATHIGHEF F IC I EN C Y A N DLOWTOTA L HOA R MON I C D I STOR SION :

A P P LIC A TI ON T O THR EE-PHA SE V I EN N A R EC TIF IE R

BELHADJ YOUSSEF, Nesr ine

ABSTRACT

The problems of electric waveform quality constitute one of the major

proccupations

of energy distributors and specialized organisms in power quality issues.

This topic has gained more and more interest with the ascending use of power converters in

almost industrial and domestic applications. In this thesis, the main interest is oriented to

AC/DC converters, that adquate opration implies perfect rgulation of the DC bus

voltage, attnuation of current harmonie mission levels, compensation of reactive power

and maximization of energetical

efficiency.Thse diffrent

criteria should be maintained for

diverse operating conditions, i.e. independently of parametric variations to which the System

may be subject. It is, therefore, necessary to adopt efficient control techniques, which

imperatively requires a correct modeling of the con verter.

First, an exprimental platform is put in place for the practical validation of the proposed

theoretical concept. For this aim, wehve designed and developed a 1.5 kVA three-phase

power factor correction switched-mode rectifier, feeding purely

rsistive

loads. A

comparative study of

diffrent

PFC-SMR topologies incited us to choose the three-

phase/level/switch rectifier, commonly known as "Vienna converter". The choice of such a

topology has been motivated by its advantages point of view simplicity of circuitry, high

efficiency and very good performance in power factor correction. The proposed design

approach is gnerai, and may be adapted to higher rated power prototypes.

The second step consists of characterizing the most precisely possible the converter

dynamics. The averaging technique is, therefore, used to develop the state-space model of

the converter. The resulting model

prsents

important variations into time, thus being hard

to exploit for control design purposes. An adquate transformation of duty cycles, added to

th expression of instantaneous state variables in the synchronous rfrence frame dqo allow

overcoming this inconvenience. After that, the obtained averaged model is used to drive

both static model (at the nominal operating point) and the small-signal model.

Thse

diffrent converter models are validated in real-time on the exprimental prototype, by

means of the controller board DS 1104 of dSPACE supported by the environment Real-

Time Workshop of Matlab. The validation tools of the large-signal model are based on the

analysis of

phase-plane

trajectories and time responses. Regarding the frequency model, we

hve

used the famous

small

perturbation technique and the Bode diagrams.

Once the reliability of the proposed models is proved, we proceed to the design of control

schemes. In this context, two avenues are possible: the use of linear control techniques

based on the linear time invariant version of the converter model, or the use of nonlinear


8/359

Vlll

control technique based on the averaged model of the converter. Regarding the first

approach, we opted for the study of a new concept, which is the quasi-linear control. This

technique prsents several advantages, such as its simplicity of design and implementation,

but

prsents also

the same limitations as other linear techniques in controlling nonlinear

Systems. The latter are especially put into vidence during severe perturbations rgimes.

Nonlinear and nonlinear adaptive control stratgies are, then, proposed thus improving the

transient dynamics of the system.

The synthesis of thediffrent proposed control schemes leads to conclude that the nonlinear

techniques are

definitely

the most robust face to varions disturbances. Hence, they prove to

request a high sensing effort. Consequently, the optimization of the sensors number in the

exprimental circuit appears as a new proccupation to take into account. The proposed

solution is the numerical reconstruction of the converter AC and DC voltages, using an

extended Kalman filter as nonlinear observer. The estimated variables are,thereafter, used

instead of their measured counterparts to re-implement the nonlinear control scheme. The

obtained results are very satisfactory.


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T A B L E D E S M A T I ER E S

Page

INT RODUCT ION 1

CHAP IT RE 1 P ROBL M AT IQUE E T RE VUE DE L IT T RAT URE 6

1.1 Prob lma tique 6

1.1.1 Redresse urs triphass non polluants 7

1.1.1.1

Prsentad on gnrale 7

1.1.1.2 Principales topologies de redresseurs triphass non polluants 8

1.1.1.2.1 Topologies comm ande passive de courants 8

1.1.1.2.1.1 Com pensation par un transformateur

interphase 8

1.1.1.2.1.2

Com pen sad on par un filtre de rejet 9

1.1.1.2.1.3 Com pensation par un circuit

auxiliaire d'injection de la troisime

harmonique 10

1.1.1.2.2 Topologies comm ande hybride de courant 11

1.1.1.2.2.1 Redresseurs hybrides sries 11

1.1.1.2.2.2 Redresseurs hybrides parallles 12

1.1.1.2.3 Topologies comm ande acdve de courant 13

1.1.1.2.3.1 Redresseurs com ma nde directe de

couran t avec tension de sortie isole 14

1.1.1.2.3.2

Redresseurs com ma nde directe de

courant avec tension de sortie non

isole 17

1.1.2 Prsentation du conv ertisseur triphas de Vienne 18

1.2 tat de l'art sur les princip ales techn iques de mo dlisatio n des

conve rtisseurs triphass 23

1.2.1 M odle d'ta t

udUsant

les fonctions de commutadon (switched

state-space mo del) 24

1.2.2 M odle d'tat moy en (state-space averaged mo del) 26

1.2.3 M odle en ped ts signaux (small-signal mod el) 28

1.3 tat de l 'art sur les principales techniques de com ma nde des conv ertisseurs

triphass 29

1.3.1 Tech niques de com m and e linaires 30

1.3.1.1 Les contrleurs PID 30

1.3.1.2 Les correcteurs avance

ou/et

retard de phase 31

1.3.1.3 Co m ma nd e par retour d'tat linaire 33

1.3.1.4 Contrleurs minimum de critre quadrat ique (LQR) 34

1.3.1.5 Co m ma nd e lincdre robuste 35

1.3.2 Techn iques de com ma nde non linaires 37

1.3.2.1 Com man de par l inarisadon exacte 37

1.3.2.2 Com man de par mod e de gl issement 39


10/359

X

1.3.3 Techniques de com man de adaptadve 40

1.3.3.1 Co mm and es adaptatives directe et indirecte 40

1.3.3.2 Com man de f loue 41

1.4 Syn thse de la revu e littraire et conc lusion 43

CHAP IT RE 2 MIS E E N U VRE DU MON T AGE E XP RIME N T AL DE L A

TO PO LO GIE DE VIENN E DE 1.5 KVA 45

2.1 . Cahier de charge 45

2.2. Carte de puissan ce 47

2.2.1. Dim ension nem ent du bus DC de sortie 47

2.2.2. Dim ension nem ent des lme nts racdfs 51

2.2.2 .1 .

Dim ension nem ent des inductances de lignes 51

2.2.2.2. Dim ension nem ent des cond ensateurs de filtrage 54

2.2.3 . Valeurs efficaces et moyennes des courants dans les semi

conducteurs 56

2.2.3.1.

Courants efficace et moyen dans l 'interrupteur quatre

quadrant 57

2.2.3.2. Cou rants efficace et moy en dans une diode du pont triphas

(Dp) 59

2.2.4. Dimen sionnement des circui ts d 'aide la com mu tadon (CALC) 60

2.2.4.1. Protection contre les^y( 60

2.2.4.2. Protection contre les

d ( /

62

2.2.5. tude des pertes au niveau des interrupteurs de puissance et calcul

du rendem ent du circuit 63

2.2.5.1. Pertes par conducd on 63

2.2.5.2 Pertes par com mu tation 65

2.2.6. Dim ension nem ent du dissipateur thermique 69

2.2.7.

Ralisad on pratique du circuit de puissance 71

2.3. Carte de com man de 75

2.3.1.

Prsen tadon de la carteDSI104 76

2.3.2. Exp loitadon de la carteDSI104 pour la prsente application 78

2.3.2.1. Configuration des entres/ sorties 78

2.3.2.2. Param tres de calcul 80

2.4. Prsen tadon des circuits de mesu res, d'interfaces et de protecdo n 82

2.4.1.

M esure des tensions AC 83

2.4.2. M esure des tensions DC 84

2.4.3.

Me sure des courants 84

2.4.4. Carte d'isolation du busE l S digital (bit I/O) 85

2.4.5.

Cartes de com man de des

IGBTs

85

2.4.6. Circuit de protec don contre les surtensions et les surintensits 86

2.5. Synthse de

la raUsadon

exprimentale du montage 87

2.6.

Conclusion 88


11/359

X I

CHA PITRE 3 REDR ESSEUR DE VIENNE : PRINCIPE DE

F ONCT IONNE ME NT , MOD L IS AT ION E T VAL IDAT IONS

E XP RIME NT AL E S 89

3.1.

tude des squen ces de fonctionnement du redresseur 89

3.2. M od lisadon du redresseur triphas 93

3.2.1.

Mo dle moyen dans le rfrendel direct (abc) 93

3.2.2. Mo dle moyen dans le rfrentiel tournant synchro ne (dqo) 97

3.2.3. Carac trisdque s en rgime stadque 100

3.2.4 D rivado n du mo dle en pedts signaux 102

3.3.

VaUdation

exp rimentale des mod les proposs 106

3.3.1.

Validation du mod le larges-signaux (MLS ) par application d' un e

comm ande l inaire de typePI 107

3.3.1.1. Concep tion des contrleurs PI pour la commande en boucle

ferme 107

3.3.1.2. Rsultats de la com ma nde propose et tude du phno m ne

de saturation de commande

110

3.3.1.3.

Validad on exprimen tale du mod le large signaux (ML S) 117

3.3.2. Validation du mod le stadqu e 126

3.3.3. Valid ation du mo dle en petits - signaux 129

3.4. Con clusion 138

CHAP IT RE 4 COM MA NDE Q UAS I -L IN AIRE DU RE DRE S S E UR DE

VIENNE 139

4.1 Introduc don 139

4.2 Thorie de la comm andequasi-hnaire 141

4.2.1 Principaux fondements thoriques de la com ma nde quasi-linaire 141

4.2.2 Expression thorique d'un contrleur

quasi-linaire

143

4.3 App lication de la com man de quasi-linaire au redresseur triphas de Vienn e 149

4.3.1 Con ception des contrleursquasi-hnaires dans le dom aine continu 152

4.3.2 Co nce pdo n des contrleurs quasi-hnaires dans le dom aine discret 153

4.4 Prdicd on des performances du convertisseur par simu ladon 156

4.5 Rsultats exprim entaux 162

4.5.1 Foncdo nnem ent en rgime permanent 162

4.5.2 Fon cdo nne me nt en rgime de fortes perturb adon s 165

4.5.2.1 chelon de variadon sur la tension DC de rfrence (Vdc) 165

4.5.2 .2. chelon de variadon sur la charge DC infrieure (Rdc) 168

4.5.2.3 Perte tempo raire de l 'une des phases 168

4.5.2.4 Variadon de l 'imp dan ce des lignes 174

4.6 .

Con clusion 175

CHAP IT RE 5 COM MA NDE P AR COMP E NS AT ION DE NON-L IN ARIT

DU REDR ESSEUR TRIPHA S DE VIENNE 176

5.1. Revue et contribu don sur la com ma nde par com pen sado n de non linarit

pro pos e dan s la littrature 176

5.1.1 .

Bou cles internes 178


12/359

XII

5.1.2. Bou cle externe 181

5.2. Form ulation de la com ma nde par com pensation de non linarit dans le

domaine discret 183

5.2.1.

Bou cles internes 184

5.2.2 Boucle externe 186

5.3. Rsultats de simulado n 188

5.3.1. Rsultats en rgime perma nent 188

5.3.2 Rsultats pour le court-circuit des tensions triphasesd'ahmentation 189

5.3.3 Rsultats pour une surtension de 200 % de l 'alim enta do n triphase 190

5.3.4 Rsultats pour une sous tension de 50% de l 'alime ntad on triphase 191

5.3.5 Rsultats pour une variadon de 70 % sur la tension DC de rfrence 192

5.3.6 Rsultats pour une asymtrie de 12.5% de la charge infrieure 193

5.3.7 Rsultats pour une asym trie de 12 .5% de la charge infrieure

accom pagn e d'u ne sous-tension de 50% des trois phases du rseau 194

5.4. Rsultats exprim entaux 195

5.4.1. Foncdon nemen t en rgime permanent 196

5.4.2. Fon cdon nem ent en rgime de fortes perturb adon s 198

5.4.2 .1 . Variad ons de +20 % et -50% sur la rfrence Vdc de la

tension DC 198

5.4.2.2. Dsq uilibre des charges DC partielles 201

5.4.2.3.

Perte temporaire d 'une phase d'al imentad on 205

5.4.2.4. Creux/ crte de 27 % sur la tension du rseau 207

5.5. Conclusion 207

CHAP IT RE 6 COM MA NDE NON-L IN AIRE ADAP T A T IVE DU

REDRE SSEUR TRIPHAS DE VIENNE 210

6.1.

Thorie de la com man de adaptative base sur la linarisation au sens entre/

sortie des systmes mu ltivariables 212

6.1.1. Principe de la linarisadon au sens entre/ sortie des systm es

multivariables 212

6.1.2. Version adaptative de la linarisadon au sens entre/ sortie des

systmes mu ltivariables 217

6.1.3.

Version discrte de la commande non-linaire adaptadve des

systmes muldvariables 221

6.2. App lication de la com ma nde non-linaire adaptative au convertisseur de

Vienne 222

6.2.1. Param trisadon du mo dle d'tat discret 222

6.2.2. Choix des sorties et dfinidon du nouveau mo dle d'tat 223

6.2.3. Ddu ction des lois de com ma nde linarisantes 224

6.2.4. Dfinidon des entres auxiliaires stabilisantes 225

6.2.5.

Choix du mod le de rfrence 225

6.2.6. Concep don de la loi d 'adaptad on des paramtres 226

6.2.7. tude de la dyn amiq ue en zro de la quatrim e variable 227

6.2.8. Rgulation de la tension DC totale 227

6.3. Rsultats de simulad on 228


13/359

XIII

6.3.1 .

Rsuhatsen rgime permanent 229

6.3.2. Foncd onnem ent en rgime de fortes perturbadons 230

6.3.2 .1 . Varia don s de 20% sur la rfrence Vdc de la tension DC 231


6.3.2.3. Court-circuit de la phase (a) 234

6.3.2.4. Creux/crtede 27% surla tension du rseau 235

6.4. Rsu ltats exp rimentau x 237

6.4.1 .

Fonct ionnement en rgime permanent puissance nominale 238

6.4.2. Fon cdo nne me nt en rgime de fortes perturbations 241

6.4.2 .1 . Varia don s de 20% sur la rfrence

Vdc*

de la tension DC 241


6.4.2.3. Perte temporaire d 'un e phase d'al imentad on 248

6.4.2.4. Creux/crte de 27 % sur la tension du rseau 251

6.5. Conclusion 253

CHAP IT RE 7 S YNT H S E DE S T E CHNIQUE S DE COM MA NDE

PROPOSES POUR LE REDRESSEUR TRIPHAS DE

VIENNE 254

7.1. Efforts de calcul 255

7.1.1. Com plexi t de l 'algorithme 255

7.1.2. No mb re de param tres rgler 257

7.1.3 Pas de calcul 257

7.2. Efforts de mesu re 258

7.3.

Performances en rgime permanent 258

7.3.1.

Taux de distorsion harmon ique, facteur de puissance et facteur de

dplacement 258

7.3.2. Spectre harm oniqu e du courant AC 260

7.3.3. Com portement dynam ique pour diffrentes condidon s inidales 261

7.4. Perform ances en rgime de fortes perturbations 262

7.4 .1 . Transitoires durant le dsqu ilibre des charges DC 263

7.4.2. Transitoires durant la dconn exion d'u ne phase 265

7.5. Conclusion 269

CHAP IT RE 8 COM MA NDE NON L IN AIRE MOINDR E S CAP T E URS

P AR RE CONS T RUCT ION NUM RIQUE DE S T E NS IONS AC

E T DC DU CONVE RT IS S E UR MOYE NNANT UN F IL T RE

DE KALM AN TENDU (FKE) 270

8.1. Prsentation des observa teurs 271

8.2. Filtres de Kalm an tendus (FKE) 273

8.3. Co nce pd on d'un filtre de Kalman tendu discret pour le conv ertisseur de

Vienne 277

8.4. Rsultats de simu ladon 279

8.5. Rsul tats exprimentaux 286

8.6. Conclusion 295


14/359

XIV

CONCLUSION 296

ANNE XE I SCHEMA ELECTRIQUE DES CAPTEURS DE TENSION DC 298

ANNEXEII SCHEMA ELECTRIQUE DES CONVERTISSEURS DE

COURANTAC 299

ANNEXE

m

SCHEMA ELECTRIQUE DE LA CARTE D'ISOLA TION 300

ANNE XE IV SCHEMA ELECTRIQUE DE LA CARTE DE COMM ANDE

DES GACHETTES 304

ANNEXEV GENERATEURS EQUIVALENTS AUX PERTURBATIONS

SUR

v^

305

ANNEX E VI CALCUL DES PARAMETRES DISCRETS DES

CONTR OLEU RS QUA SI-LINEAIRES 306

ANNE XE VII EXPRESSIONS ANALYTIQUES ET NUMERIQUES DES

CONTROLEURS DE LA COMMANDE PAR

COMPENSATION DE NON-LINEARITE 308

LISTE DE RFRENCES 309


15/359

LISTE DES TABLEAUX

Page

Tableau 0.1 Limites d'missions des harmoniques de courants (Hydro

Qubec) 4

Tableau2.1 Contraintes sur le bus DC sur chaque intervalle de foncdonnement 51

Tableau 2.2 Condidons sur les inductances pour chaque intervalle de

fonctionnement 52

Tableau 2.3 Pertes par conducdon dans les diodes 64

Tableau 2.4 Pertes par conducdons danslesIGBTs 64

Tableau 2.5 Rcapitulatif des pertes de commutadon dans un bras du

convertisseur 69

Tableau 2.6 Spcifications du circuit de puissance 72

Tableau 2.7 Valeurs exprimentales des courants moyen et efficace 75

Tableau 3. 1 Contenu harmonique des courants AC

(\ y,rmi

= llOV) 112

Tableau 4.1 Paramtres et performances des contrleurs quasi-linaires 155

Tableau 4.2 Contenu harmonique des courants AC 164

Tableau 5.1 Contenu harmonique dtaill du courant AC sur la premire phase 197

Tableau 7.1 Rcapitulatif des paramtres de chaque technique de commande

propose 257

Tableau 7.2 Nom bre de variables mesures pour chaque technique de comm ande 258

Tableau 7.3 Performances des commandes en cas de dsquilibre des charges DC 265

Tableau 7.4 Performances des techniques de comm ande en cas de perte d'une

phase 266

Tableau 7.5 Tableau comparatif des trois techniques de comm ande 268


16/359

XVI

Tableau 8.1 Choix des priodes d'chandllonn age pour les diffrentes tches de

l'algorithme de commande non linaire moindres capteurs utilisant

un

FKE 281


17/359

LISTE DES FIGURE S

Page

Figure 1.1 Topolog ie d'un redresseur unidirecdonnel 12 diodes avec un

transformateur d'interphase 9

Figure 1.2 Topologie avec circuit rsonant de rejet 10

Figure 1.3 Principe gnral des topologies injecdon de courants 10

Figure 1.4 Exemple de redresseur hybride srie unidirectionnel: pont

redresseur diodes et hacheur lvateur 11

Figure 1.5 Exemple de redresseur hybride srie bidirectionnel: pont redresseur

thyristors et hacheur lvateur 12

Figure 1.6 Topologie du redresseur de Minnesota 13

Figure 1.7 Exemple de redresseur tension de sortie isole (isoladon la

frquence du rseau par un transformateur de Scott) 14

Figure 1.8 Exemple de redresseur 2 tages avec isoladon galvanique hautes

frquences 15

Figure 1.9 Exemple de redresseur tage unique avec isolation galvanique H.

F.

(Vienna II) 16

Figure 1.10 Exemple de redresseur tage quasi-unique avec isoladon H. F 16

Figure1.11 Topologie du redresseur bidirecdonnel six interrupteurs 17

Figure 1.12 Topologies du redresseur triphas de Vienne 18

Figure 1.13 Topologie du redresseur de Vienne avec neutre cal (Vienna IV) 22

Figure 1.14 Configurations stables d'un hacheur lvateur 25

Figure 1.15 Boucledcommande incluant un contrleur PID 31

Figure 1.16 Diagrammes de Bode des correcteurs avance et retard de phase, 32

Figure 1.17 Principe de la comm ande linaire par retour d'tats 34

Figure 1.18 Schma de principe de la comm ande linaire robuste 36


18/359

XVIII

Figure 1.19 Principe de la comm andenon-hnairepar hnarisation exacte 38

Figure 1.20 Reprsentation de la comm ande par mode de glissement dans le

plan de phase 39

Figu rel.21 Commande non linaire adaptative avec modle de rfrence 40

Figure 1.22 Commande non-linaire adaptadve indirecte 41

Figure 1.23 Principe gnral de la comm ande floue 42

Figure 2.1 Schma lectrique quivalent de la topologie de Vienne 46

Figure 2.2 Oscilladons des courantsikpendant une priode de comm utadon 48

Figure 2.3 tats de rfrence des interrupteurs (Ti, T2, T3) sur un cycle de

fonctionnement 49

Figure 2.4 Tension unitaire sur la phase a (va (t)) et rapport cyclique

correspondant (d|(t)) 53

Figure 2.5 Courants efficaces et moyens des composants de puissance sur une

branche 56

Figure 2.6 Zones de comm utation des lmentsd'unebranche 57

Figure 2.7 Circuit

d'aide

la comm utation contre les surtensions 60

Figure 2.8 Circuitd'aide la comm utadon contre les surintensits 62

Figure 2.9 Circuit quivalent d'un bras du convertisseur pour l'tude des pertes 65

Figure 2.10 Schma thermique quivalent des composants de puissance fixs sur

un seul dissipateur 70

Figure2.11 Schma lectrique de la carte de puissance 72

Figure 2.12 tats de comm utation des trois interrupteurs bidirecdon nels sur un

cycle de foncdonnement 73

Figure 2.13 Courant et tension dans un interrupteur bidirectionnel pendant les

phases de commutation 74

Figure 2.14 Courants dans un interrupteur bidirectionnel et dans une diode de

roue libre 74


19/359

XIX

Figure 2.15 Arch itecture interne de la carte

DSI

104 de dSPA CE 76

Figure 2.16 Configu radon des entres/ sordes dans le panneau de connex ion 79

Figure 2.17 Gn rado n du signal mod ulant en dents de scie partir du signal de

synchronisation 81

Figure 2.18 Exem ple de comm ande en temps rel udHsant SIMULINK et la

librairie deDSI104 82

Figure 2.19 M esure des tensions AC 83

Figure 2.20 Schm a lectrique du circuit de protection de la carte de com ma nde

con tre les surinten sits et les surtens ions 86

Figure 2.21 Schm a bloc des diffrents lm ents matriels et logiciels du

montage exprimental 87

Figure 2.22 Photo du mo ntage exprime ntal 88

Figure 3.1 Reprsentation dans l 'espac e vectoriel des squences de

comm utat ion possibles 90

Figure 3.2 Gnration des fonctions de com mu tations partir de la MLI des

rapports cycliques 91

Figure 3.3 Rfrences des foncdons de comm utadon 91

Figure 3.4 Configuration du circuit pour deux tats de com mu tado n 92

Figure 3.5 M odle en petits signaux du convertisseur de Vienn e 106

Figure 3.6 Bloc diagram me de la loi de com ma nde linaire base de

contrleurs PI 110

Figure 3.7 Formes d'ond es en absence de la comm ande, 111

Figure 3.8 Formes d'ond es sui te l 'appl icadon de la com man de l inaire, 112

Figure 3.9 Variations du TH D et FP en fonction de la puissance transfre la

charge 113

Figure 3.10 Cou rant AC versus rapport cyclique et ph nom ne de saturadon de

commande

114


20/359

X X

Figure

3.11

Ang le de saturadon et caractrisdq ues inhrentes du conv ertisseur

115

Figure 3.12 Variation de l 'angle de saturadon en fonction du param trem ,

116

Figure 3.13 Variado n de l 'angle de saturadon en fonction du param tre COAV

117

Figure 3.14 Courbes courant crte - tension DC pour diffrentes c ond idon s

inidales 118

Figure 3.15 Algorithm e de vaUdadon exprimentale du modle larges-signaux

du conve rtisseur 120

Figure 3.16 Rpo nses tempo relles des diffrentes sorties du systm e face une

variadon de 33% dedd 121

Figure 3.17 Rpo nses tempo relles des diffrentes sorties du systme face une

variation de 50% de d

q

122

Figure 3.18 Rpon ses tempo relles des diffrentes sorties du systme face une

variadon de 100% ded'o 123

Figure 3.19 Rpon ses tempo relles des diffrentes sorties du systme face une

variation de 50% de

Vd

124

Figure 3.20 Rpo nses temporelles des courants AC face aux diffrentes

perturbadons 125

Figure 3.21 Variation en rgime stadque de la tension Vdcen foncdon de Dd 127

Figure 3.22 Variado n en rgime statique de la tension Id en fonction de Dd 127

Figure 3.23 Variad on en rgim e statique de la tensionAVdc en fonction de Do 128

Figure 3.24

'

Variado n en rgime statique de la tension

AVdc

en foncdon de D

o

129

Figure 3.25 Schma de la procdure de validation exprimentale du modle en

ped ts signaux 130

Figure 3.26 Diagra mm es de Bode des fonctions de transfert Gidne tGidi2 131

Figure 3.27 Diagra mm es de Bode des fonctions de transfert Gid2ietGid22 132

Figure 3.28 Diag ram mes de Bode des fonctions de transfert

Gvdu

e t

Gvdi2

133

Figure 3.29 Diagra mm es de Bode des foncdo ns de transfert

Gjvii

e t

Givi2

134


21/359

XXI

Figure 3.30 Diag ram me s de Bod e des foncdon s de transfert

Givzi

et

Giv22

135

Figure

3.31

Diag ram me s de Bode des foncdo ns de transfert Gwii etGvvi2 136

Figure 3.32 Diag ram me s de Bode de la foncdon de transfert

GAvdi3

137

Figure 4.1 Principe gnral de la comm andequasi-Hnairenum rique 142

Figure 4.2 Lieu des ples du systme Gp(s) 145

Figure 4.3 Rp onse indicielle pour k = 1 (cas d'u n com pensateu r linaire) 145

Figure 4.4 Rp onse indicielle pour k = 6 (cas d'u n com pensateu r linaire) 146

Figure 4.5 Rp onse indicielle pour k = 10 (cas d'u n com pensa teur linaire) 146

Figure 4.6 Diag ramm es de Black pou r diffrentes valeurs du param tre 9 (cas

d 'un com pensateur hnaire) 147

Figure 4.7 Rp onse indicielle pour diffrentes valeurs du gain k (cas d'un

com pens ateur quasi-linaire) 148

Figure 4.8 Diag ram me s de Black pour diffrentes valeurs du param tre 6 (cas

d'u n com pensa teur quasi-linaire) 149

Figure 4.9 Bouc les de couran ts quivalentes en prsence des contrleurs quasi-

hnaires 150

Figure 4.10 Bou cle du dsquilibre de tension 150

Figure4.11 Bou cle de tension quivalen te en prsence du contrleur quasi-

hnaire 151

Figure4.12 Rsultats de simulation de la com ma nde quasi-linaire pour

le

rgime de foncdonnement nominal 157

Figure4.13 Rsultats de simu ladon de la com ma nde quasi-linaire pour le cas

de dsquil ibre des charges DC ,Rdc"= 100 %Rdc.n 50 %Rdc.n 158

Figure 4.14 Rsultats de simu ladon de la com ma nde quasi-Hnaire dans le cas

d'un creux de 27% sur la tension Va 159

Figure 4.15 Rsul tats de simuladon de la comm ande quasi-hnaire dans

le

cas

de la perte de la ph ase (a) 160


22/359

XXII

Figure 4.16 Rsultats de simulad on de la com ma nde quasi-linaire en cas d'u ne

variadon de 500 % de l 'imp danc e de ligne 161

Figure 4.17 Schm a bloc de l 'implantation de la com ma nde quasi-linaire 162

Figure 4.18 Rsultats exprim entaux en rgime perma nent de la com ma nde

quasi-linaire, 163

Figure 4.19 Les courants triphass en rgime perman ent 164

Figure 4.20 Variations du TD H, FP, FDP en foncdon de la charge 165

Figure 4.21 Rsultats exprime ntaux pour la variadon de la rfrence de tension

Vdc de 500V 700V 33 % de la puissance nom inale 166

Figure 4.22 Rsultats exprime ntaux pour la variation de la rfrence de tension

Vdc*

de 500V 600V 100% de la puissance nom inale 167

Figure 4.23 Rsultats exprime ntaux pour la variadon de la charge

Rdc

de 300

% Rdc.n

100 %

Rdcn

33 % de la puissance nom inale 169

Figure 4.24 Rsultats exprime ntaux pour la variation de la charge Rdc de 200

% Rdcn 100 %Rdcn 50% de la puissance nom inale 170

Figure 4.25 Rsultats exprime ntaux pour la variadon de la charge

Rdc"

de 100

% Rdc.n 50 % Rdc.n 100% de la puissance nom inale 171

Figure 4.26 Rsultats exprime ntaux pour la perte de la phase (a) 33 % de la

puissance nom inale 172

Figure 4.27 Rsultats exprim entaux pour la perte de la phase (a) 100% de la

puissance nom inale 173

Figure 4.28 Rsultats exprimentaux pou r l 'augm entation de 500% de

l 'imp dan ce de ligne 174

Figure

5.1

Principe gnral de la com ma nde par com pen sado n de non-linarit 177

Figure 5.2 Sch ma bloc de l 'implantation de la com ma nde non-linaire

propose 187

Figure 5.3 Rsultats de simulad on de la com ma nde non-linaire en rgime

perm anen t puissanc e nom inale 189


23/359

XXIII

Figure 5.4 Rsultats de simulation de la com ma nde non-linaire en cas de

cou rt-circuit triphas 190

Figure 5.5 Rsultats de simu ladon de la com ma nde non-linaire en cas de

surtension de 200 % sur l 'ahm enta don triphase 191

Figure 5.6 Rsultats de simulation de la com ma nde non-linaire en cas de

sous-tension de 50 % sur l 'alimentation triphase 192

Figure 5.7 Rsultats de simu ladon de la com ma nde non-linaire pou r une

variadon de 70% de la tension DC de rfrence Vdc 193

Figure 5.8 Rsultats de simulation de la com ma nde non-linaire pou r une

variadon de 12.5% de la charge de niveau infrieur Rdc 194

Figure 5.9 Rsultats de simu ladon de la com ma nde non -hna ire pour une

variation de 12.5% de

la

charge

Rdc,

accompagne d'une sous-

tension triphase 195

Figure 5.10 Rsultats exprimentaux en rgime perm anen t puissan ce

nominale, 196

Figure 5.11 Rsultats exprim entaux pour l 'augm entation de 20% de la

rfrence de tension DC 199

Figure

5.12

Rsultats exprim entaux pour la diminution de 50% de la rfrence

de tension DC 200

Figure 5.13 Rsultats exprimen taux pour une variation de la charge

Rdc"

de

300% 100% (et inversement) de sa valeur nominale 33% de la

puissance nominale 202

Figure 5.14 Rsultats exprim entaux pour une variation de la charge infrieure

Rdc"

de 200 % 100% (et inversem ent) de sa valeur nom inale 50%

de la puissance nom inale 203

Figure5.15 Rsultats exprim entaux pour une variation de la charge infrieure

Rdc de 100% 60% (et inversement) de sa valeur nominale 100%

de la puissance nom inale 204

Figure5.16 Rsultats exprimen taux pour une perte tempo raire de la phase (a)

3 3 % de la puissance nom inale 205


24/359

XXIV

Figure 5.17 Rsultats exprimentaux pour une perte temporaire de la phase (a)

100% de la puissance nominale 206

Figure 5.18 Rsultats exprimentaux pour un creux de 27% sur les tensions

d'ahmentation 208

Figure 5.19 Rsultats exprimentaux pour une crte de 27% sur les tensions

d'ahmentation 209

Figure6.1 Principe de la comm ande adaptative auto rglable 211

Figure 6.2 Principe de la comm ande adaptadve avec modle de rfrence

211

Figure 6.3 Schma bloc de l'imp lantation pratique de l'algorithme de

commande adaptative propos 229

Figure 6.4 Rsultats de simulation en rgime permanent puissance nominale 230

Figure 6.5 Rsultas de simulation pour une variation de + 20% de la tension

DC de rfrence 231

Figure 6.6 Rsultas de simuladon pour une variation de - 20% de la tension DC

de rfrence 232

Figure 6.7 Rsultas de simulation pour une variation de la chargeRdc

33%

de

sa valeur nominale

33%

de la puissance nominale 233

Figure 6.8 Rsultas de simulation pour une variation de la charge

Rdc

60% de

sa valeur nominale 100% de la puissance nominale 234

Figure 6.9 Rsultas de simuladon en cas de court-circuit monophas 235

Figure 6.10 Rsultas de simuladon en cas de sous-tension de 27% sur

l'alimentation triphase 236

Figure

6.11

Rsultas de simulation en cas de surtension de 27% sur

l'alimentation triphase 237

Figure 6.12 Rsultas exprimentaux en rgime permanent puissance nominale

courant et tension AC de la phase (a), tensions DC 238

Figure 6.13 Spectre harmonique du courant

ia

239


25/359

XXV

Figure 6.14 Allure des TD H, FP et FDP en fonction de la puissance transfre

la charge 240

Figure 6.15 Cou rants triphass ia,ibetic 241

Figure 6.16 Rsultats exprim entaux pou r l 'augm entation de 20% de la

rfrence de tension DC 242

Figure 6.17 Rsultats exprim entaux pour la diminution de 20% de la rfrence

de tension DC 243

Figure 6.18 Variations du TD H et FP en foncdon de la tension DC de rfrence 244

Figure 6.19 Rsultats exprim entaux pour une variado n de la charge Rdc de

300%

100% (et inversement) de sa valeur nominale 33% de la


Figure 6.20 Rsultats exprime ntaux pour une variation de la charge Rdc" de



Figure 6.21 Rsultats exprimen taux pour une variation de la charge Rdc de



Figure 6.22 Rsultats exprim entaux pour une perte tempo raire de la phase (a)

3 3 % de la puissance nom inale 249

Figure 6.23 Rsultats exprim entaux pour une perte tempo raire de la phase (a)

100% de la puissance nom inale 250

Figure 6.24 Rsultats exprime ntaux pour un creux de 27 % sur les tensions

d'al imentat ion 251

Figure 6.25 Rsultats exprim entaux pour une crte de 27 % sur les tensions 252

Figure 8.1 Principe gnral de l 'observation 272

Figure 8.2 Algo rithme du Filtre de Kalman tendu 276

Figure 8.3 (a): Schm a bloc d'imp lme ntation de la com ma nde non linaire

avec FKE , (b): Bloc FKE 280

Figure 8.4 Diffrentes variables d'tat du systme et leurs estimes en rgime

permanent 282


26/359

XXVI

Figure 8.5 Formes d'ond es ct AC en rgime permanent avec la com mand e

non-linaire moindres capteurs 283

Figure 8.6 Variables mesures et leurs estimes pour une augm entation de 20%

de la rfrence de tension DC 284

Figure 8.7 Variables mesures et leurs estimes suite la perte d'u ne phase

d'al imentadon 285

Figure 8.8 Variables mesu res et leurs estimes suite une crte de 33 % des

tensions sources 286

Figure 8.9 Form es d'on des AC et DC obtenue s utilisant la com ma nde non-

hnaire moind res capteurs 287

Figure 8.10 Courants dq mesurs et estims par le FKE , 288

Figure

8.11

Dsq uilibre de tensions et tension totale mesurs et estims , 289

Figure 8.12 Tension s dq mesures et estime s, 290

Figure 8.13 Tens ions DC de rfrence, estime et mesu re suite une

augmentat ion de 20% 291

Figure 8.14 Com paraison des courants AC et tensions DC avec et sans FKE :

augmentation de 20% de la tension

Vdc

292

Figure 8.15 Tension s dq estimes pour des variations des tensions sources, 293

Figure 8.16 Com paraison des courants AC et tensions DC avec et sans FKE :

variation des tensions AC , 294


27/359

LISTE DES ABREVIATIONS, SIGLES E T ACRONYMES

AC/DC Alternative Current to Direct Current

ADCH Analog-to- Digital Channel

AFRTF Arbitrarily Fast and Robust Tracking by Feedback

CAD Convertisseur Analogique/Digital

CALC Circuit d'Aide La Comm utadon

CDA Convertisseur Digital/Analogique

CH Channel

DACH Digital-to-AnalogChannel

DC/DC Direct Current to Direct Current

DSP Digital Signal Processor

E/S Entre/Sortie

EMI Electromagnetic Interfrence

ESL EquivalentSriesInductance

ESR Equivalenet

Sries Rsistance

FDP Facteur de Dplacement

H. F. Hautes Frquences

FKE Filtre de Kalman tendu

FP Facteur de Puissance

I/O Input/Outputbit

EIC ElectromagneticInterfrence Compatibility

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IGBT Insulated

Gte

Bipolar Transistor


28/359

XXVIII

LIT Linaire Invariant dans le Tem ps

LQR Least Quad ratic Regu lators

LSM Large Signal Model

MIMO Multi-lnput-Multi-Output

MLI Mod ulat ion par Largeur d 'Impulsions

M O S F E T Mtal Oxide SemiconductorField Effect Transistor

NL Non-Linaire

NLA Non-Linaire Adaptat ive

P Proportionnel

PI Proportionnel-Intgral

PID Proportionn el-Intgral- Drive

QFT Quantat ive Feedback Theory

QL Quasi-Linaire

RM S Root Mean Square

SISO Single-Input-Single-Output

SOA Safe Ope rating Area

SVM Space-Vector Modu lation

TDH Taux de Distorsion Harmonique

TT L Transiator-Tran sistor Logic

Z O H

Zro

Order

Hold


29/359

L I S T E D E S S Y M B O L E S E T U N I T E S D E M E S U R E

A Ampres

A

ma t r ice d ' ta t dumod le l ina i re

A^ y mat r ice d ' t a t rfrence pou r lei *" s o u s - s y s t m e

O x coeff ic ients a u x d n o m i n a t e u r s d e scon t r leu rs quas i - l ina i re s dans le d o m a i n e

c o n t i n u ; .v=

[z^,

/,,Av, v}

axd p l e s d e scon t r leu rs quas i - l ina i re s d ans le domaine d i sc re t ;

x

=[id, iq ,A v,v )

A

m a t r i c e d e d c o u p l a g e

B m a t r i c e d ec o m m a n d e d u modle l inaire

5o(s ) fonc t ion d etype b loqu eur d 'o rd re z ro

B ^ g f matrice de com ma nde rfrence pour lei* sous-systme

C matrice des perturbations du mo dle linaire

Cdc

cond ensateur de filtrage

Cmin valeur minim ale des cond ensateurs de filtrage pou r avoir une ondulation

maxim ale de 5% sur les bus DC

cos() facteur de puissance

Csv cond ensateur du circuit d'a ide la com mu tation con tre les surtensions

c(t)

les cond itions initiales des tats du systmes

d

rapport cyclique

d vecteur de com ma nde en rgime de faibles variations (petits signaux)

D

diode

Ae

la variation de l 'erreur de poursuite dans un contr leur flou

AI

ondu lation du courant AC


30/359

XXX

di/

/d t

sunntensites

Di dpassement en courant

Aj


31/359

XXXI

Avdc

cart entre les bus DC partiels

Avjcmax ondulation maxim ale sur la tension DC

A\'j^(k ) valeur de rfrence du dsquilibre des tensions DC partielles

Dv

dpassement en tension

D, la matrice de covariance de l'erreur de mesure

e erreur de poursuite dans un contrleur flou

E

vecteur des erreurs de poursuite des sous-systmes dans la comm ande adaptadve

A

E erreurdepoursuite entre le ssorties estimeset leurs rfrences

A

E drive del'erreur depoursuite

Eoff nerg ie dissipe lors

de la

phase

de

blocage

Eo n nerg ie dissipe lorsd e la phase d'amorage

F fonction non linaire d'tat

0 angle dedphasage entre lecourante t la tension d'une mme phase

F(.) matrice des fonctions non-linaires d'tats dans un systme entres et sorties

multiples

fg frquence propredurseau

F(s) fihre (RLC)

la

sortie

du

con vertisseur

Fu drive par rapport aux entres de commande

del

fonction non-linaire des

tatset desentres/^

fj ^ exposants desgains descontrleurs qu asi-linaires dans ledom aine continu; jc =

[id,iq,Av,v]

y angle desaturadon


32/359

X X X I I

G(. ) matr ice

d e s

fonct ions non- l inai res

d es

ent r es

d e

c o m m a n d e d a n s

u n

s ys t m e

ent res et sor t ies mul t iples

Gc/2 facteurs d e com pens a t i on d e l 'effet d e sper turbat ions sur lesbouc l e s d e courant

pour la commande l inai r e based e PI

Gc(z)

f oncdon

d e

transfert

d ' u n

contrleur digi tal

G A V

gain du contrleur s tabi l i sant d eAvdcdans laco mm an de non- l inai r e

G i gain

du

contrleur s tabi l i sant

d e s

courant s dans

la

commande non- l inai r e

Gp(s) la f oncdon d e t ransfer t dcr ivant le sys tme phys ique pouvant conteni r des

i ncer t i tudes paramt r iques bornes dans

u n

ensemble bien df ini ,

G v gain

d u

contrleur s tabi l i sant

de

tens ionV dc dans

la

commande non- l inai r e

Gxy^ (s) fonct ions d e transfert du modle f rquent iel ,y e s t une ent r e , est le r ang de la

sortie

x;

yffest ler ang d el ' en t r e

y

r mat r i ce d ' adapta t ion

d e s

paramt res dans

la

com m an de adap t a ti ve

H

(s) fonct ion

d e

transfert

de la

bou cle ferme

/ /AV(S)

cont r leur

du

dsqui l ibre

d e

tens ion dans

le

domaine cont inu

/ / AV( Z )

cont r leur

du

dsqui l ibre

d e

tens ion dans

le

domain e d i scre t

H ela

mat r i ce d em es u r e dans u n filtre d e Kalman tendu

h r ang harm oniqu e

//,(s)

contrleur du courant dans le dom aine continu

//,(z) contrleur du courant dans le dom aine discret

Hv(s) contrleu r de la tension DC totale dans le dom aine continu

Hviz)

contrleur de la tension DC totale dans le dom aine discret

/ valeur efficace du courant AC

/* valeur rfrence du couran t source


33/359

XXXIII

/;

vale ur efficace de la fond ame ntal e du cour ant AC

ia ,

i b ,

ic

les couran ts triphass , respec tiveme nt dans les phase s

a, b et c

A

i

valeur instant ane du courant crte

A

/^ valeur crte du courant r

A

/ vale ur crte du cour ant de rfre nce

f le cou ran t du lien DC infrieur

i* le cour ant du lien DC sup rieu r

i^g

le cour ant du con den sa teu r de filtrage niveau haut

i~ g le cour ant du con den sa teu r de filtrage nivea u bas

id com posa nte directe du courant

Id vale ur stati que de la com pos ant e directe du cour ant

id* vale ur rf rence de la co mpo sa nte directe du cour ant

id

(k) valeur rfrence de la composante directe du courant l'instant actuel

id*(k-l) valeur rfrence de la composante directe du courant l'instant pass

/J le courant DC de la charge niveau bas

/ j ^ le courant DC de la charge niveau haut

^D av valeur moyenne du courant dans une diode de redressement

IpFavg.mes

valcur moycune mesure du courant dans une diode de redressementDp

/ valeur efficace du courant dans une diode de redressement

Uf ,rms

loF.rms.mes

valcur efficacc

mesure du courant dans une diode de redressementDf


34/359

XXXIV

^Dr.avg valeur moy enne du courant dans une diode associe un interrupteur actif

Df ,rms

h

il

'o

. *

IT

^T.avg.mes

T

IT

T.rms

^T.rms.mes

J

K

K

9

K

kcr

Kd

valeur efficace du courant dans une diode associe un interrupteur actif

valeur efficace de lah harmonique de courant

courant d'une inductance de lissage(L)

composante en quadrature des courants triphass

rfrence dela composante en quadrature des courants triphass

valeur moyenne du courant dans un interrupteur actif

valeur moyenne mesure du courant dans un interrupteur actif

courant dans un interrupteur actif

valeur efficace du courant dans un interrupteur actif

valeur efficace mesure du courant dans un interrupteur actif

fonction de cot dans la commande optimale

gain du compensateur quasi-linaire

matrice de la transformation triphase abc/dqo

drive de la matrice de transformation abc/dqo

gain critique d'un compensateur linaire conventionnel

action drive d'un contrleur PID

action intgrale d'un contrleur PID

k'j gain des retours d'ta ts dans la com ma nde non-linaire adaptative

Ki.

facteur intgral des contrleurs PI,

x =

{id,iq ,

Avdc .Vdc)

action proportionnelle d'un contrleur PID


35/359

X X X V

Kp x fac teur proport ionnel

des

con t r leu rs P I ,x

=[id,

iq ,Av^c,

vvc}

KV A k i lo vo l t -ampre

kxd gains des contrleurs quasi-linaires dans le domaine discrets;x=[id,iq ,Av, v)

kx gains des contrleurs quasi-hnaires dans le domaine continu;x =

[id,iq ,

Av, v}

A degr relatif d'un systme entre et sortie uniques

Le inductance srie quivalente du condensateur de filtrage

Lfh{X,6) drive de Lie par rapport /

Lgh(X,6) drive de Lie par rapport g

j degr relatif associ la sortieyj

L inductances de levage

Lmi valeur minimale des inductances de levage

Lsi inductance du circuit d'a ide la commutation contre les surintensits

L{s)

fonction de transfert de la boucle de transmission

pF micro-Farad

mH milli-Henry

n ordre du systme

A

7 erreur augmente

N

la matrice de covariance de l'erreur d'extrapolation

W A V pu lsa t ion p rop re de la bouc le de dsqu i l ib re de tension dans une c o m m a n d e

h n a i r e base de PI

^Av coeff ic ient du numra teu r a s soc i au c o m p e n s a t e u r de dsqu i l ib re de tension

D C

)t pu lsa t ion p rop re desbouc les de cou ran t dans unecom ma nde l ina ire b a s e de

P I


36/359

X X X V I

J b p u l s a t i o n p r o p r e

du

r s e a u

f t ^ A v p u l s a t i o n p r o p r e

de la

b o u c l e

d e

d s q u i l i b r e

de

t e n s i o n

D C

c O o v

p u l s a t i o n p r o p r ede la b o u c l e d e t e n s i o n D C

e n

c o e f f i c i e n t du d n o m i n a t e u r a s s o c i au c o m p e n s a t e u r d e t e n s i o n D C

L

c o e f f i c i e n t

du

n u m r a t e u r a s s o c i

au

c o m p e n s a t e u r

de

t e n s i o n

D C

c f i

le bruit du syst me

i2 le bruit de mesu re

Q ohms

P

la matrice de covaria nce de l'erreur d'estim ation

^branche pu issa ucc dissi pe dans une branche du converti sseu r

P o . c o n d

p e r t e s pa r c o n d u c t i o n d a n s les d i o d e s du c o n v e r t i s s e u r

/ 7 A V

t r o i s i m e p l e de la b o u c l e f e r m e d e A v ^ c

P f r p e r t e s

p a r

r e c o u v r e m e n t d i r e c t d a n s

les

d i o d e s

du

c o n v e r t i s s e u r

p * p l e s d s i r s en b o u c l e f e r m e

P m a x

puissan ce max imale devant tre dissipe par le radiateur

^o.nom pui ssance nom inal e de la cha rge de sortie

Prr pertes par recou vreme nt inversedan s les diodes du convertisse ur

Pji

.

puissa nce dissipe dans la rsistance du snubber contre les surintensits

P^ puis sance dissipe dans la rsistance du snubb er contre les surtension s

P r . C o n d p e r t e s

p a r

c o n d u c t i o n d a n s

les

I G B T s

d u

c o n v e r t i s s e u r

p { t )

les perturb ations externes sur la sortie y(s)

p y troisime ple de la bouc le ferme deVdc


37/359

XXXVIl

Q

matricedestabilisation dans

le

sensdeLyapunov

Q N

la

matrice

de

covariance

du

bruit

du

systme, constante dfinie positive

R excsde ples par rapport aux zros danslabouclede transmission

T e

rsistance srie quivalen teducon den sate ur de filtrage

r^f rsistance collecteur- metteur quivalen te d'u n IGB T

r^

rsistance dyna miqu e d'u ne diode

/?j^

charge rsistive niveau haut

R^^ charge rsistive niveau

bas

R d c . n

valeur nominale des charges DC de sotie

R{k) vecteur d'entres de rfrences bornes

ri rsistance srie quivalente de l'inductance de levage

Rsi

rsistance du circuit d'aide la commutation contre les sur courants

Rsv rsistance du circuit d'aide la commutation contre les surtensions

R t h . B R

la rsistance thermique botier/radiateur

R i h , j B larsistance thermique jonction/botier

R t h . R A

la

rsistance thermique radiateur/air

S fonction

de

commutation

d'un

interrupteur actif

S123* fonctions

de

commutation rfrences des interrupteurs T/,T2etT3

S G 1 2 3 signauxdegchettes des interrupteursTj, T2et

Tj

SGN(i ) matric e dont les lmen ts

de la

diagonale sont

les

signes des courantsiabc

S{s) foncdon desensibilit

T 1 2 3

interrupteurs comm andables quatre quadrants


38/359

XXXVIIl

Ta temprature ambiante

6

vecteur des paramtres du systme

A

6 estimes des paramtres du systme

A

0 drive des paramtres estims

Td priode de commutation

6d

vecteur des paramtres discrets

dd{0) valeur nominale du vecteur des paramtres discrets

t^gff temps de retard sur l'ouverture d'un IGBT

t^g^ temps de retard sur la fermeture d'un IGBT

tfD le temps de descente du courant dans la diodeDf,

itf, temps de descente du courant dans l'interrupteurT,

tf

temps de descente du courant lors de la phase de blocage

6(/^) foncdon ON/OFF des courants 4

6(/^) complment de la fonction ON/OFF des courantsix

Tj,max

temprature de jonction maximale

7} temprature de jonction

To

priode de fonctionnement

ton dure d'amorage d'un IGBT

trD

le temps de monte du courant dans la diode

D^,

tri le temps de monte du courant dans l'interrupteur

7,

trr le temps de recouvrement inverse dans la diode D R


39/359

X X X I X

trv tem ps de mont e de

la

tension dans l ' interrupteur

7 ,

ts tem ps de stabilisation

Tsi pas d 'cha nti l lonn age basique de l 'a lgorit hme

Ts2 pas d 'ch anti l l onnage secondaire de l 'a lgorith me

tsv te mp s de stabilisation de latension DC

T in terrupteur comm anda ble

T(X) transformation linarisante des tats, entres et paramtres dans une comm ande

non-linaire

u loi de commande

U e le

vecteur des entres de c omm and e

V volts

V foncd on nergie de Lyapun ov

V

dri ve de la fonction nerg ie de Lyap unov

V vect eur de pertur bations en rg ime de faibles var iad ons (petits signa ux)

V vecte ur des perturb ations moy en sur une priod e de com mut ati on

V a i , c les tensi ons tripha ses d'al ime ntat ion des phas es (a, b,c )

v i 2 3

entr es auxiliair es stabilisante s dans les co mm an de s non-lin aire s

V4

signal de co mm an de du contr leur de tension dans une co mm an de non-lin aire

vcE tension collecteur-me tteur d 'un IGB T

^ C E s a t tensi on de saturation d'u n IG BT

V ten sio n tota le aux bor nes des con den sa teu rs de filtrage

Vcv signal de co mm an de du contr leur de tension dans une co mm an de linaire


40/359

XL

Vd com posante directe de la transfo rme dqo des tensi ons triphases d'al imen tati on

Vd

valeur stad que de la com pos ant e directe de la transfo rme dqo des tensio ns

triphases d'alimentation

Vdc tension DC totale la sortie du conve rtiss eur

Vj^

tension DC de rfrence la sortie du convertisseur

vj^

la tension DC aux bornes de la charge niveau basR^^

v^

la tension DC aux bornes de la charge niveau haut

/?j^

Vf tension seuil d'une diode

A

V, entres auxiliaires stabilisan tes estimes

VM,n tens ion entre le poin t mili eu capaci tif et le point neu tre

Vq comp osa nte en quad ratur e de la transfo rme dqo des tension s triphases

d'ahmentation

VT tension aux bornes d'u n IGBT

Vf tensi ons aux borne s des inter mpteu rs actifsT123

V,t,max

valeur maxi male de la tension source sur la phase x

Vx,min valeu r mini ma le de la ten sion source sur la phase x

W Watts

W ' matric e associe l'er reur d'es tima tion

W

matric e assoc ie la driv e des param tres estim s dans la co mm an de

adaptative

X vecteur des tats du sys tme

X vecteur d't at moye n sur une prio de de com mut ati on


41/359

XLI

X vecteur d'ta t en rgim e

d e

faibles variations (petits signaux)

A

X^{k]

l 'estim ation actuelle

d u

vecteur d'tats tendu

Xe vecteur d't at tendu

d u

systme

Xg vecteur d'ta ts

d u

sys tme

au

point de fonction nement nomin al

A

y vecteur des sorties estim es

A

y -

estime de la i'" sortie (y,) d'un systm eentres e tsorties multiples

^U )

jg ^me (l riv e de

y

Yref rfrence de la sortie

y

y\^^

rfre nce de la

i ^

sortie (y,) d'un systme

entres

e t

sorties m ultiples

Z le vecteur des variables mesures dans un filtre d e Kalman tendu

Z i zros d'u n com pen sate ur quasi-linaire

Zi

ples de rfrence

e n

boucle ferme dans

le

dom aine discret

Zx zros des contrleurs quasi-linaire s dans le dom ain e continu ;

x

=

[id,

iq ,Av, v}

Zxd zros des contrleurs quasi-linaire s dans

le

domaine discret ;

x

= [

id ,iq ,

Av, v}


42/359

INTRODUCTION

Les convertisseurs statiques ont toujours t dots d'une grande importance dans

le

domaine de gnration et de conversion de l'nergie lectrique, vu la ncessit d'interfaage

entre le rseau lectrique et la majorit des applications domestiques et industrielles. Cet

intrt n'a cess de crotre avec l'apparition continue de nouveaux besoins de

la

part du

consommateur d'une part, et de nouvelles exigences de la part des fournisseurs d'autre part.

Dans le cadre de la prsente thse, on s'intresse au cas particulier des convertisseurs

courant alternatif/courant continu, qui a connu un vritable essor depuis la prolifration des

circuits lectroniques dans notre vie courante. Ce type de conversion est utilis dans

diverses applications industrielles, dont on cite principalement:

Les alimentations continues utilises en tlcommunication et en informatique,

L'industrie lectrochimique pour l'lectrolyse et la galvanisation,

Le transport ferroviaire et les engins de traction,

Les entranements de moteur courant alternatif ou continu,

Les transmissions hautes tensions des rseaux lectriques (HVDC transmission),

Les gnratrices oliennes , etc.

Pour longtemps, la tendance tait d'utiliser des ponts diodes pour leur faible cot et la

facilit de leur dimensionnement et mise en oeuvre. De plus, ces circuits se prtent bien

grand nombre d'applications en lectronique de puissance, o la rgulation de la tension de

sortie et la bidirecdonnalit de puissance ne sont pas requises. Cependant, il est bien connu

que de tels redresseurs sont fortement non linaires et absorbent un courant hautement


43/359

distorsionn du rseau lectrique. Ce courant est caractris par un contenu harmonique trs

lev, intolrable par les normes nationales et internationales en termes de limites

d'missions harmoniques. Plusieurs approches ont t adoptes en vue de l'attnuation des

harmoniques de courants indsirables. Certaines consistent augmenter

le

nombre de diodes

afin de pousser davantage le rang d'harmoniques dominantes. D'autres utilisent des filtres

(L-C) insrs entre le redresseur et le rseau. Cependant, de telles approches entranent une

sophistication significative de la circuiterie, et par suite l'augmentation des cots et la

diminution de la fiabilit. En plus de l'encombrement et des cots, ces solutions ne

permettent, gnralement, aucune rgulation de la tension ct DC, et prsentent un

vritable risque de rsonance entre les lments ractifs et l'impdance variable du rseau.

Les problmes du rseau lectrique avec les harmoniques de courants ne sont pas limits

aux redresseurs triphass, et datent de plusieurs annes auparavant. Dsontconmienc avec

l'utilisation des redresseurs arc de mercure pour l'lectrificadon des chemins de fer, ainsi

que l'apparition des entranements des moteurs DC vitesse variable dans l'industrie.

Depuis, le nombre et type d'quipements gnrateurs d'harmoniques n'ont cess

d'augmenter, incluant les ordinateurs, les imprimantes, les tlviseurs, les lampes

d'clairage, les climatiseurs, les pompes chaleur, etc. Par consquent, le problme

d'harmoniques a pris une plus grande ampleur ce qui a ncessit la mise en place de

nouvelles procdures pour la prvention et la protection contre les effets indsirables des

harmoniques. Ces effets sont nombreux et nuisent aussi bien au rseau lectrique qu'aux

quipements industriels et domestiques qu'il alimente. On en cite principalement: la

surcharge du neutre, la surchauffe et le raccourcissement de la dure de vie des

transformateurs, le disfonctionnement des disjoncteurs courant rsiduel, la perte de

synchronisation des quipements de commande, l'effet de peau sur les conducteurs, la

distorsion de la tension au point de couplage commun (PCC), etc. Les diffrentes

dfaillances, causes par

les

harmoniques, sont particulirement coteuses pour l'industrie

et le commerce. Ces cots sont

lis

l'endommagement des quipements,

la

perte

provisoire de production, le redmarrage, le non-respect des chanciers et les ventuelles

pertes de contrats. titre d'exemple, la dfaillance de deux transformateurs peut entraner


44/359

en Europe une perte de 600 000 et de 3 jou rs de production dans une entreprise de verre.

Dans une banque, un incendie caus par la surchauffe du neutre peut entraner une perte

financire de l'ordre de 1 million d'euros. La perte de puissance dans un difice de

tlcomm unications peut coter jusq u' 30 000 par minute. De rcentes tudes en Europe

estiment les pertes causes par les harmoniques 10 milliards d'euros par an [1]. Les pertes

sont galement aussi normes aux USA, o les problmes de qualit d'nergie en gnral

cotent aux alentours de 120 milliards de dollars l'conomie amricaine, dont les

harmoniques dtiennent une part importante, soit un pourcentage de 50 67%. Idem au

Canada, les chiffres enregistrs en 2001 sont de l'ordre de 1.2 milliards de dollars canadiens

par an. Selon les prvisions des experts, on devrait s'attendre une croissance continue de

ces pertes durant les annes futures.

Face ce srieux problme, les normes instaures par des organismes internationaux, tels

que IEEE, et les fournisseurs d'nergie, se veulent de plus en plus strictes vis--vis des taux

d'missions harmoniques admissibles. On en cite principalement la norme IEEE-519 qui

ddie toute une section la description des effets des harmoniques avant de donner les

recommandations pour les clients individuels et les entreprises sous forme de limites sur les

harmoniques de courants et de tensions au point de couplage commun [2]. Un exemple de

normes d'missions harmoniques nationales sont celles d'Hydro-Qubec, inspires de

la

norme EEC 6100-4-7 [3]. Elles sont rapportes dans t able au 0 .1.

Selon le guide des limites d'mission des installations de clients raccordes au rseau de

transportd'Hydro-Qubec [4], "Ds'agit de taux de courants harmoniques (In/Ir)exprims

en pourcentage du courant de ligne correspondant la puissance de rfrence de

l'installation du client. Les limites sont fonction de la puissance de court-circuit du rseau

(Sec)par rapport la puissance de rfrence de l'installation du client (Sr) et elles s'valuen t

au point de couplage de l'installation du client au rseau de transport".


45/359

Tableau

0.1

Limites d'missions des harmoniques de courants (Hydro-Qubec)

Harmoniques impaires

Scc/S,

20

et 50 et 200

n=3

1

1,5

2

3

n=5

1.2

2

3

4

n=7

0.8

1.5

2

3

n=9

0,5

0,75

1

1,25

n=11,

0,5

1

1,5

2

13

17


46/359

Cependant, cette complexification des architectures a galement donn lieu des difficults

additionnelles sur les plans de la conception, la modlisation et la commande. Ces trois

thmes constituent galement les avenues de contribution de cette thse, travers une

application bien particulire de redresseur triphas trois - niveaux.

Dans le premier chapitre, on effectuera le survol bibliographique des travaux ayant abord

les principales topologies des redresseurs triphass non polluants, ainsi que leurs diverses

techniques de modlisation et de commande. Dans le second chapitre, et en vue de la

validation exprimentale des diffrents concepts thoriques proposs dans la thse, on

proposera une mthodologie dtaille de conception d'un redresseur triphas trois - niveaux

trois interrupteurs de puissance 1.5kW. La partie logicielle utilise pour la commande en

temps rel du convertisseur, ainsi que les diffrents circuits secondaires constituant le

montage exprimental seront galement dcrits dans ce chapitre. Le troisime chapitre

prsentera le principe de fonctionnement du redresseur tudi. On y proposera, par la suite,

trois modles diffrents du convertisseur (statiques, en petits et en larges-signaux) dcrivant

son fonctionnement dans diverses plages d'opration. Ces modles thoriques seront

galement vrifis exprimentalement, moyennant le prototype exprimental mis en place et

la carte de commande DS 1104 de dSPACE. Les chapitres 4, 5 et 6 prsentent trois

techniques de commande diffrentes, adoptes pour commander le redresseur, savoir les

commandes quasi-linaire, non linaire et non linaire adaptative. Ces chapitres engloberont

les

dveloppements thoriques, ainsi que les rsultats de simulation et exprimentaux de ces

trois techniques de commande. Dans le chapitre 7, on effectuera la synthse des rsultats

obtenus, afin de mettre au point les avantages et inconvnients de chaque mthode. Face au

nombre important des variables mesures dans la topologie tudie, on

s'est

galement

propos d'tudier la possibilit de reconstruction numrique des tats du convertisseur, en

vue d'une commande moindres capteurs. Pour ce faire, la conception et l'implantation

d'un observateur non linaire de type filtre de Kalman tendu ont fait l'objet du chapitre 8.

Les rsultats obtenus par simulation et en temps rel sont rapports et comments dans ce

chapitre. Les diffrents dtails de calcul et schmas lectriques sont rapports dans les

annexes.


47/359

C HA P IT R E 1

P R O B L M A T I Q U E E T R E V U E D E L IT T R A T U R E

1.1P roblm atiqu e

Us'agit de proposer des techniques de modlisation et de commande efficaces pour

un redresseur triphas trois niveaux trois interrupteurs contrlables de type bidirectionnels

en courant et en tension (Vienne), en vue de son utilisation dans des applications conversion

CA/CC de l 'nergie avec faibles rpercussions sur le rseau. Pour ce faire, le convertisseur

doit fonctionner facteur de puissance lev et faible taux de distorsion harmonique, avec

une puissance massique importante. Il doit galement fournir deux alimentations continues

indpendantes et rglables aux charges de sortie, ayant des dynamiques trs rapides. Ces

performances doivent tre assures aussi bien en rgime permanent que dans une large

plage d'opration. En d'autres termes, le redresseur doit faire preuve de grande robustesse

face des conditions de perturbations svres cts rseau et charge, ainsi que de fortes

variations et/ ou incertitudes paramtriques.

Afin de pouvoir tudier adquatement le redresseur choisi, i l est intressant, en un premier

temps, de le situer par rapport ses contreparties, et ce travers une tude bibliographique

exhaustive des diffrentes variantes de topologies non polluantes. Grce une telle tude, le

redresseur choisi pourra tre valu objectivement, en se basant sur ses avantages et

inconvnients par rapport aux autres topologies. Cette tape nous facilitera galement les

futures tches de conception et d'optimisation du prototype exprimental. En un second

temps, les aspects modlisation et commande de cette topologie doivent tre tudis avec

une attention particu,lire. En effet, la modlisation constitue une tape cl quant l 'analyse

du comportement dynamique et la commande des convert isseurs. La revue bibl iographique

propose dans ce chapitre devrait, donc, faire le point sur les principales techniques de

modlisation utihses pour les convertisseurs de puissance. D'autre part, les objectifs cibls,

en termes d e comp ensation harm onique et de rgulation, ne peuve nt tre atteints sans


48/359

l'adoption d'une technique de commande efficace. Le dernier volet de

la

revue littraire

sera, par suite, ddi aux principales techniques de commande proposes pour les

redresseurs triphass.

1.1.1 R edresseur s triphass no n polluants

1.1.1.1

P rsentatio n gnral e

Durant les dernires dcennies, une large variante de topologies triphases non polluantes

est apparue sur le march, ainsi constituant l'objet de divers travaux de recherche. Cette

prolifration a t, certes, nourrie par la ncessit de satisfaire les normes et

recommandations internationales, telles que

IEEE-519

et IEC-555, qui se veulent de plus en

plus strictes vis--vis du taux d'missions harmoniques sur le rseau lectrique. En plus de

sa fonction fondamentale de conversion AC/DC, un redresseur non polluant doit remplir les

critres suivants:

Une absorption quasi sinusodale de courant,

Une caractristique rsistive du fondamental des grandeurs AC ,

La possibilit de rgulation ct DC une valeur de rfrence,

Une haute densit de puissance,

Vu

la

diversit des topolog ies offertes, le choix d'un type ou d'un autre demeure troitement

li au type d'application, ainsi qu'au niveau de puissance requis. La comparaison entre les

diffrents redresseurs non polluants est gnralement base sur: le nombre d'interrupteurs

(actifs et passifs), le taux d'utilisation de ces diffrents interrupteurs, la taille des lments

ractifs, le facteur de dplacement (FDP), le taux de distorsion harmonique (TDH), le

facteur de puissance (FP), les harmoniques basses frquences de courant (ordres 5,7, 11et


49/359

13),

les possibilits de commande directe des courants de ligne et de rgulation de la tension

de sortie, la robustesse face aux dsquilibres des tensions sources, les efforts de mesure et

la complexit de la commande [ 5].

La littrature classe les redresseurs triphass non polluants selon les cinq critres suivants:

1) Le type de com mutation des interrupteurs: force ou spontane (auto -

commutation),

2) Com mande des courants de lignes: active, passive ou hybride,

3) L'isolation (ou non) de la tension de sortie,

4) Le flux de puissance; unidirectionnel ou bidirecdonnel,

5) Le mode de conducdon: continue ou discontinue,

1.1.1.2

Principale s topologies de redresseurs triphass non polluants

1.1.1.2.1

Topologie s commande passive de courants

Ces redresseurs sont placs soit en srie soit en parallle du flux de puissance. Leur principe

de fonctionnement repose sur la faon de compenser les harmoniques indsirables de

courants. Les trois plus grandes catgories existantes sont prsentes dans les sous-

paragraphes suivants.

1.1.1.2.1.1 Compensatio n par un transformateur interphase

On cite dans cette catgorie les convertisseurs 12 (ou

18)

diodes, avec ou sans isolation

[6]. La configuration du circuit 12 diodes est donne dans

figure 1.1 .

Le transformateur


50/359

d'interphase est insr entre deux systmes triphass forms par six chelons de tensions et

me

dphass de 30. Ceci entrane un dphasage d'angle % pour la 6 harmonique. Les

>me

tensions rsultantes contiennent alors des composantes frquentielles du 12 ordre et plus.

Les harmoniques rsultantes de courants sont diminues par les inductances de lissage. Le

taux d'attnuation obtenu par cette topologie est beaucoup plus important que pour les

redresseurs conventionnels oprant une mme frquence de commutation.

Figure 1. 1Topologie d 'un redresseur unid irect ionnel 12diodes

avecuntransformateurd 'interp ha se.

1.1.1.2.1.2 Compensatio n parunfiltrede rejet

Le faible facteur de puissance gnr par les redresseurs diodes conventionnels, qui est

thoriquement de 0.9, peut tre nettement amlior par insertion de circuits rsonants srie/

parallle entre la source et le pont redresseur. La frquence de rsonance est rgle aux

alentours de celle du bus AC, afin d'obtenir un facteur de puissance presque unitaire [7.].

Trois approches de commande sont possibles: (1) inductance de rsonance variable, (2)

capacit de rsonance variable ou (3) frquence de rsonance constante par commande de

l'angle de dphasage du courant redress. Le principe de base de tels redresseurs est donn

la figure 1.2.


51/359

10

Figure 1. 2

Topologie

avec circuit rsonant de rejet.

1.1.1.2.1.3 Compensatio n par un circuit auxiliaire d'injection du troisime harmonique

La mthode de compensation des harmoniques de courants par injection du troisime

harmonique a t propose pour la premire fois dans [8], puis gnralise dans [9].

L'injection de courant peut tre passive, moyennant des transformateurs triphass avec le

secondaire en delta non charg [10] ou un autotransformateur en zigzag [11]. Ce type est

souhaitable pour des applications de hautes puissances et prsente un rapport qualit/ prix

assez intressant. L'injection de courant peut galement tre acdve, si le rseau d'injection

est form par des interrupteurs commandables [12]. Le principe de fonctionnement de tels

redresseurs est schmatis dans

figure 1.3.

2

^l

l

-

l

2

\

1

^

Q

\

,

1

'

C

C

o

Figure 1.3

Principe

gnral

des

topologies

injectionde courants.


52/359

11

1.1.1.2.2

Topologie s commande hybride d e courant

Le terme hybride rfre l'association de deux tages, l'un tant passif et l'autreactif, afin

d'assurer les fonctions de redressement et de mise en forme du courant AC. Ce type de

redresseurs peut tre mont soit en srie soit en parallle entre la source et la charge.

1.1.1.2.2.1 Redresseurs hybrides sries

Dans cette catgorie, on cite principalement le pont triphas diodes suivi d'un hacheur

lvateur [13], reprsent dans figure 1.4.

l l l

l\2\ 2\

j ' ~ y ~ Y ' V ~ ^

^ T

Figure 1.4E xe mp le d e r ed r esse ur h y b rid e sr ie

unidirect ionnel: pont redresseur

diod es et ha cheu r lvateur.

La prsence du circuit actif en amont du pont redresseur permet de diminuer la valeur de

l'inductance de lissage et de contrler la tension ct DC. Le remplacement des diodes de

redressement par des thyristors, avec un thyristor additionnel de retour permet l'inversion

du flux de puissance, permettant ainsi d'tendre la topologie prcdemment dcrite aux

applications bidirectionnelles. Le circuit correspondant cette description est donn dans

figure

1.5. M algr les avantages en termes de cots, ces deux topologies souffrent de pertes


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12

importantes et de pauvres qualits d'ondes dans certaines applications, comme

les

tlcommunications par exemple. Pour pallier ces inconvnients, une solution a t

propose, consistant la duphcation de l'tage DC avec intercalage d'un autotransformateur

en zigzag entre le pont diodes et les deux hacheurs lvateurs.

Figure 1.5

E xem ple de redresseurhybridesrie

bidirectionnel:

pontredresseur

thyristors et hacheur lvateur.

Cette configuration a donn naissance au redresseur de Minnesota [14], schmatis dans

f igure 1.6 . Le rle de l'autotransformateur consiste rinjecter les composantes

homopolaires du courant (3 *" harmoniques), gnres la sortie du pont redresseur, dans

lescourants d'entre . D e cette manire, on parvient diminuer l'amplitude des harmoniques

basses frquences du courant des valeurs infrieures 3%

[15].

1.1.1.2.2.2 Redresseur s hybrides parallles

Cette catgorie englobe les filtres actifs et hybrides, constitues respectivement d'lments

actifs ou d'une combinaison d'lments actifs et passifs. Ds servent compenser les


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13

harmoniques de courants gnres par les charges non-linaires, telles que les systmes

d'entraneme nts, les ponts redresseurs, les systmes d 'clairage, etc. Ce type de redresseurs

offre une meilleure fiabilit par rapport aux filtres passifs prsentant plusieurs

inconvnients, tels que leur faible rendement nergtique, le risque de rsonance, leur

sensibilit face aux variations paramtriques de la charge et du rseau, etc.

o

z

z

\z

1

^ z

\z

1

^

z

\

^

pi '~Y~V~^

__AA

p*'>'>-^

r\i

J

1

L^

>

1 ^

Figure 1.6

Topologie

du r edresseur d e Minnesota .

1.1.1.2.3

Topologie s commande active de courant

Cette famille de redresseurs est gnralement forme par des systmes triphass directs,

mais peut galement se prsenter sous

la

forme d'une combinaison de systmes m onophass

[16]. On y distingue principalement deux grandes classes: les topologies avec tension de

sortie isole et celles ave tension de sortie non isole.


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14

1.1.1.2.3.1 Redresseur s commande directe de courant avec tension de sortie isole

On numre deux types d'isolation galvanique pour le bus de tension DC:

1) Isolation la frquence du rseau: moyennant un transformateur, telle que la

topologie deux interrupteurs avec transformateur de Scott [17], rapporte dans

figure 1.7.

Figure1.7Exemple deredresseur tension de sortie isole

(isolation la frquence durseaupar un

transformateurde Scott).

2) Isolation hautes frquences: soit par association de redresseurs non isols et de

hacheurs isols, soit moyennant un seul tage de conversion de puissance. Pour

les

topologies deux tages,

les

tches de redressement et mise en forme du courant

sont assures par le premier tage, alors que celles d'isolation hautes frquences,

correspondance entre les niveaux de tension et de courants et commande de la

tension de sortie sont assures par le second tage

[18].

Un exemple de ce type de

redresseurs est donn dans

figure 1.8.


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15

Premier tage

Deuxime tage

Figure 1. 8E xemp l e d e r ed re sseu r 2 t a ges a ve c i so la t ion

galvanique hautes f rquences .

En ce qui

belhadj youssef nesrine

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