codages de l'information numerique
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Etude comparative entre les differents types de codage de l'informationTRANSCRIPT
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RĂ©sumĂ© âCet article prĂ©sente lâusage de deux maquettespĂ©dagogique permettant lâĂ©tude pratique des transmissionsnumĂ©riques en bande de base. Ces compĂ©tences sont intĂ©grĂ©esau module T2 (transmission numĂ©rique) du programmepĂ©dagogique national R&T.
I. I NTRODUCTION
Cet article Ă pour objectif de prĂ©senter Ă travers lâusagede deux cartes dâapplications pĂ©dagogiques les techniquesde transmission numĂ©rique en bande base, les limites etcontraintes qui lui sont associĂ©es.Le schĂ©ma de ces cartes, ainsi que les documents defabrication sont fournis en annexe. Chaque carte a un coĂ»tde fabrication infĂ©rieur Ă 50 euros.
La premiĂšre carte (carte1) permet de gĂ©nĂ©rer les codes detransmissions les plus courants : NRZ, NRZM, RZ,Manchester, 2B1Q. Pour chacun de ces codes, une tramede 7 bits permet dâĂ©tudier leur comportement dans ledomaine temporel et une trame pseudo alĂ©atoire de 128 bits, leur comportement dans le domaine frĂ©quentiel.
La deuxiĂšme carte (carte 2) permet dâĂ©tudier les canaux detransmission, les problĂšmes dâadaptation des lignes, lâeffetdu bruit sur la valence, le dĂ©bit maximal du canal, lediagramme de lâĆil, lâIES, les problĂšmes de reconstructiondâhorloge et les problĂšmes liĂ©s Ă la g igue de phase.
La mise en Ćuvre de ces cartes nĂ©cessite peu de matĂ©rielde laboratoire : une alimentation continue symĂ©trique+12V/0V/-12V, un gĂ©nĂ©rateur de fonction (sortie TTL) permettant de gĂ©nĂ©rer lâhorloge de transmission desdonnĂ©es et un oscilloscope avec FFT. Un 2Ăšme gĂ©nĂ©rateur peut Ă©ventuellement ĂȘtre utile pour gĂ©nĂ©rer un signal de bruit canal particulier, un gĂ©nĂ©rateur de bruit (presque blanc) dâamplitude fixe 300mVeff sur la bande defrĂ©quence 5Kh-90KHz est intĂ©grĂ© Ă cette carte.
A. Transmission en bande de base
Un signal en Bande de Base est un signal qui n'a pas subide transposition de frĂ©quence.La transmission en bande de base s'avĂšre particuliĂšrementsimple et Ă©conomique pour les signaux synchrones etrapides. Les signaux asynchrones nĂ©cessiteront unerĂ©cupĂ©ration dâhorloge au travers du code transmis parfoisdĂ©licate.
B. Schéma fonctionnel
Le schĂ©ma fonctionnel (Fig. 1) dâune telle transmission peut donc ĂȘtre reprĂ©sentĂ© par la figure ci-dessous :
Fig. 1
Support de transmission : Le support de transmission secomporte comme un filtre passe bas ou passe bande.Codage : remplace le signal codĂ© en NRZ par un signalcodĂ© diffĂ©remment. Il permet lâadaptation au canal ainsique lâadaptation au signal transmis (codage de canal etcodage de source).DĂ©codage : fonction inverse du codageAmplification : adapte la puissance du signal Ă©mis sur laligne Ă une valeur correcte, ni trop forte (interfĂ©rences,diaphonies, Ă©chauffement des conducteurs, consommationd'Ă©nergie), ni trop faible (risque d'ĂȘtre couvert par le bruitde la ligne)Ăgalisation : correction de la courbe de rĂ©ponse de la ligne pour rĂ©pondre au critĂšre de Nyquist.Restitution d'horloge : extraction du signal reçu sur laligne de l'horloge nĂ©cessaire au dĂ©codeur dans le cas destransmissions synchrones, ou rĂ©cupĂ©ration de lâhorloge Ă
partir des données transmises.Générateur d'horloge : production du signal d'horloge quifixe le rythme de transmission des bits.
II. ĂTUDE DES SUPPORTS DE TRANSMISSIONS.
Seuls les supports de transmission à propagation guidéesont présents en transmission en bande de base. Nous pouvons trouver le support à propagation guidéesuivants :
- Les supports cuivre (paires torsadées, cùblescoaxiaux)
- Les fibres optiques
A.
Caractéristiques des supports de transmission
Fig. 2
Un support de transmission dénature le signal. Il se
TRANSMISSIONS NUMERIQUES EN BANDE DE BASE
A. ROUSSEL dĂ©pt. R&T IUT dâAnnecy
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comporte comme un filtre passe-bas. Il est courammentmodélisé par un quadripÎle (Fig. 2).
Les caractĂ©ristiques qui caractĂ©risent un support sont :- La bande passante (BP)- LâattĂ©nuation (distorsion dâamplitude ou de
phase)- LâimpĂ©dance caractĂ©ristique.- La phase Ï
Seul le cas des supports cuivre sera abordé ci-dessous :
Ces supports peuvent ĂȘtre modĂ©lisĂ©s par le schĂ©masuivant (Fig. 3) :
Fig. 3Lorsque les pertes sont négligeables on peut alors
considĂ©rer que r=0 et Ï=â. On aboutit au schĂ©ma de la
ligne sans perte ci-dessous (Fig. 4) :
Fig. 4
La carte 2 intĂšgre une ligne de transmission (Fig. 5) et permet dâĂ©tudier son comportement aussi bien en rĂ©gimeharmonique quâen rĂ©gime impulsionnel.
Fig. 51) Ătude en rĂ©gime harmonique dâune cellule LC :
Le strap doit ĂȘtre ĂŽtĂ© afin de dĂ©connecter les 9 cellulessuivantes. La sortie VS1 sera observĂ©e Ă lâoscilloscope et nesera pas adaptĂ©e.
En appliquant en entrĂ©e de la ligne de transmission unsignal sinusoĂŻdal on peut observer une annulation du signaldâentrĂ©e Ă la frĂ©quence fr=49KHz. Ce phĂ©nomĂšnesâexplique par la rĂ©flexion totale positive de la sinusoĂŻdesur la sortie, qui vient sâadditionner au signal dâentrĂ©e.Cette annulation se produit lorsque cet Ă©cho se retrouve enentrĂ©e en opposition de phase avec le signal du gĂ©nĂ©rateur.On peut donc estimer que le temps de propagation de cetteligne est de1/4*fr soit de 5.1”s. (Fig6)
Fig. 6
La mesure de lâamplitude du signal rĂ©siduel permet dequantifier les pertes de la ligne pour cette frĂ©quence.
Le diagramme de Bode de la ligne est relevé avec lasortie non adaptée (Fig. 7) et adaptée sur son impédancecaractéristique de 50 ohms (Fig 8).
Fig. 7
Fig. 8
Ces relevés nous permettent de déterminer la bande passante de cette ligne : BP= 60Khz. La fréquence derésonnance fr =49Khz
La rĂ©ponse en frĂ©quence des 10 cellules peut ĂȘtreobtenue aisĂ©ment Ă lâaide du relevĂ© du spectre avec un balayage de la frĂ©quence de 100Hz Ă 100KHz (Fig 9).
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Fig. 9
Ce relevĂ© nous permet dâaffirmer que la la ligne supprimetoutes les frĂ©quences supĂ©rieures Ă 70KHz
2) Ătude en rĂ©gime impulsionnel des 10 cellules LC :Le strap sera remis afin de connecter les 10 cellules
ensemble. La sortie Vs sera observĂ©e Ă lâoscilloscope et nesera pas adaptĂ©.
A lâaide dâun gĂ©nĂ©rateur on envoie pĂ©riodiquement(f=1KHz) des impulsions de durĂ©e trĂšs courte (15”s).
Cette expĂ©rimentation nous permet de mesurer le tempsde propagation entre le signal dâentrĂ©e et celui de sortie(Fig 10).
Fig. 10
Le temps de propagation mesurĂ© est donc Ï =51.2”s pour les 10 cellules, soit 5.12”s pour une cellule.
En plaçant une boite Ă dĂ©cade en sortie Vs nous allonschercher la rĂ©sistance permettant de minimiser lâĂ©cho deretour sur lâentrĂ©e (fig 11).
Fig. 11
Cette rĂ©sistance sera lâimpĂ©dance caractĂ©ristique de laligne : Zcar=46Ω
Des essais complĂ©mentaires en circuit fermĂ©, avec desimpulsions de largeur plus longues peuvent ĂȘtre rĂ©alisĂ©s. Ilsne seront pas dĂ©veloppĂ©s dans ce document
III. ĂTUDE DE LA FONCTION DE CODAGE.
Le codage consiste Ă transformer une suite de symboles binaires (0,1) en une suite de symboles appelĂ©s "niveaux"(+V, -V,...) choisis dans un alphabet dĂ©terminĂ©.Lâobjectif des expĂ©rimentations suivantes est l'Ă©tude des principaux codes utilisĂ©s pour transporter des informationsnumĂ©riques.Cette Ă©tude sera rĂ©alisĂ©e dans un premier temps, dans ledomaine temporel puis dans un second dans le domainefrĂ©quentiel.
La carte 1 permet la gĂ©nĂ©ration pĂ©riodique dâune trame pseudo alĂ©atoire courte de 7 bits permettant lâĂ©tude ducomportement temporel des d iffĂ©rents codes.En basculant lâinterrupteur la carte permet la gĂ©nĂ©ration pĂ©riodique dâune trame pseudo alĂ©atoire (128 bits delongueur) permettant lâĂ©tude du comportement frĂ©quentieldes diffĂ©rents codes (fig 12).
Fig. 12
Relevé de la réponseen fréquence des 10
cellules LC
Li ne non ada tée
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A. Ătude des principaux codes de transmission :
Pour chacun des codes étudiés, on peut déterminer :Comment est codé un 1Comment est codé un 0Quelle est l'amplitude de la composante continue du signalLes avantages de ce code.Le comportement pendant les longues suites de 0 et les
longues suites de 1Lâencombrement spectral du codeLa capacitĂ© Ă transmettre lâhorloge au travers de la donnĂ©e
1) Le code NRZ (non retour à zéro : le signal nerevient pas à zéro pendant la durée du temps bit T B )(Fig 13)
Fig. 13
Relevé pratique (Fig 14) du spectre du code NRZ fourni par la carte 1 en mode trame 128 bits.
Fig. 14Lâanalyse du spectre (Fig 13) nous permet dâobserver que :
La largeur des lobes est de 45KHzLe spectre sâannule tous les
BT
k (avec k=1,2,3,âŠ)
2) Le code NRZ M (non retour à zéro Mark)(Fig 15)
Fig. 15Relevé pratique (Fig 16) du code NRZ et NRZM fourni par la carte 1 en mode trame 7 bits.
Fig. 16
Relevé pratique (Fig 17) du spectre du code NRZM fourni par la carte 1 en mode trame 128 bits.
Fig. 17
Ce code a les mĂȘmes caractĂ©ristiques spectrales (Fig 18)que le code NRZ. La seule diffĂ©rence Ă©tant quâil nâest passensible Ă lâinversion des fils dâune paire et par consĂ©quentne nĂ©cessite pas de repĂ©rage des fils de ligne.
Spectre du code NRZ
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3) Le code RZ (retour à zéro : le signal revient à zéro pendant la durée du temps bit T B ))(Fig 18)
Fig. 18Relevé pratique (Fig 19) du code NRZ et RZ fourni par lacarte 1 en mode trame 7 bits.
Fig. 19
Relevé pratique (Fig 20) du spectre du code RZ fourni par la carte 1 en mode trame 128 bits.
Fig. 20Ce code prĂ©sente comme le NRZ une forte composantecontinue, le rendant inadaptĂ© pour tous les supports detransmission nâacceptant pas le continu.Le premier lobe reprĂ©sente 90% de la puissance du signalRZ son encombrement est de [0 ; 2/TB] TB Ă©tant la durĂ©e dutemps bit. On sâaperçoit ainsi que ce code possĂšde unencombrement spectral 2 fois plus important que le code NRZ.
La frĂ©quence dâhorloge est prĂ©sente dans la donnĂ©e. Onobserve une raie Ă la frĂ©quence dâhorloge. Cela permettraune rĂ©cupĂ©ration relativement aisĂ©e de lâhorloge par lerĂ©cepteur. Il existe nĂ©anmoins un problĂšme derĂ©cupĂ©ration de lâhorloge dans le cas des longues suites de« 0 ».
4) Le code Manchester (Fig 21)
Fig. 21
Relevé pratique (Fig 22) du code NRZ et Manchester fourni par la carte 1 en mode trame 7 bits.
Fig. 22
Relevé pratique (Fig 23) du spectre du code Manchester fourni par la carte 1 en mode trame 128 bits.
Fig. 23Ce code ne possĂšde pas de composante continue.Il prĂ©sente un premier lobe plus Ă©troit que le RZ mais pluslarge que le NRZ.Lâhorloge nâest pas transmise directement avec la donnĂ©e,mais les fronts prĂ©sents dans le signal permettront unerĂ©cupĂ©ration de celle-ci aprĂšs redressement.
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5) Le code 2B 1Q (Fig 24)Codage : 2 symboles binaires sur 1 symbole Quaternaireou modulation 4 PAM (Pulse Amplitude Modulation)
Fig. 24Relevé pratique (Fig 25) du code NRZ et 2B1Q fourni par la carte 1 en mode trame 7 bits.
Fig. 25Relevé pratique (Fig 26) du spectre du code 2B1Q fourni par la carte 1 en mode trame 128 bits.
Fig. 26
Au travers de lâĂ©tude de ces quelques codes nous voyonsque chaque type de code possĂšde des avantages et desinconvĂ©nients.Par exemple, le code NRZ unipolaire requiert une seulesource dâalimentation (+5 V ou +3.3 V). Par contre,lâutilisation de ce type de code implique que le canal detransmission possĂšde une rĂ©ponse en frĂ©quence allant jusquâĂ 0 Hz. En effet, le spectre du NRZ unipolaire a descomposantes Ă trĂšs basse frĂ©quence.
Lâavantage du code Manchester est que peu importe lasĂ©quence binaire, la valeur moyenne du signal est toujoursde 0V. Par contre, la bande passante de ce type de code est2 fois plus grande que celle du code NRZ polaire.
Les diffĂ©rents critĂšres permettant de juger de la qualitĂ©dâun code peuvent ĂȘtre rĂ©sumĂ©s ainsi :1. Pas de composante continue (franchissement des
transformateurs, possibilitĂ© de tĂ©lĂ© alimentation en continu)2. Pas de composante continue en cas de longue suite de« 0 » ou de « 1 »3. PossibilitĂ© de rĂ©cupĂ©rer directement lâhorloge des bits(facilitĂ© de synchronisation du rĂ©cepteur)
4. PossibilitĂ© de rĂ©cupĂ©rer lâhorloge des bits mĂȘme en casde suite de « 0 » et de « 1 ».5 Encombrement spectral rĂ©duit ce qui entraĂźne unemeilleure rĂ©sistance aux distorsions et une meilleurerĂ©sistance au bruit (suppression du bruit blanc par filtrage)
IV. EGALISATION :
Une ligne métallique (ex : cùble à paire torsadée) présente un affaiblissement proportionnel à f et le retardsubi par les signaux dépend aussi de la fréquence.
En clair, les signaux de fréquence élevée sont plusaffaiblis et plus retardés que les signaux de bassefréquence.
Sur un créneau de tension, l'influence est la suivante :aplatissement et élargissement (Fig. 27)
Fig. 27Sur un signal de données numériques, il se produit desinterférences entre symbole (IES) :
Fig. 28
Le niveau 0 qui était au milieu est "absorbé" par lescréneaux déformés (Fig. 28).
Dibit 00 01 10 11 Niveau -2.5 V -0.8 V +2.5 V +0.8V
Code NRZ
Code 2B1Q
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Le critÚre de NYQUIST définit la condition permettantde minimiser l'interférence entre symbole :
Il faut que la courbe de réponse de l'ensemble ETTD +ligne + ETCD ait l'allure suivante (Fig. 29) :
Fig. 29
L'égaliseur est chargé de modifier la courbe de réponseETTD-LIGNE-ETCD pour qu'elle réponde au critÚre de Nyquist. Si la condition de Nyquist est respectée toutes les
rĂ©ponses des bits prĂ©cĂ©demment Ă©mis sont nulles Ă tous lesinstants de dĂ©cision autre que celui qui lui est associĂ©.LâIES est alors totalement supprimĂ© Ă cet instant (Fig. 30).
Fig. 30
Il existe 3 types d'égaliseurs :- fixe : réglé en usine, à la fabrication du systÚme; pour
les bas débits- manuel : réglé par le technicien lors de l'installation du
systÚme sur la ligne : moyens débits- auto-adaptatif : pour les hauts débits : aprÚs une phase
d'acquisition, il corrige les dĂ©fauts de la ligne mĂȘme s'ilsvarient dans le temps (c'est un filtre numĂ©rique pilotĂ© par un algorithme).
Un filtre numérique du 8Úme ordre est implémenté sur lacarte 2.
V. I NTERFERENCE ENTRE SYMBOLE. DIAGRAMME DE
LâOEIL.
Fig. 31La donnĂ©e arrivant au rĂ©cepteur est dĂ©gradĂ©e par letransport au travers du canal de transmission (Fig 31).En effet le bruit ambiant sâest ajoutĂ© au signal, ce bruit estappelĂ© bruit canal.De plus un canal de transmission ayant toujours une bande passante limitĂ©e, les symboles transmis seront dĂ©formĂ©s etsurtout Ă©talĂ©s. Cet Ă©talement est appelĂ© InterfĂ©rence entresymbole (IES). LâIES se rajoute au bruit canal.La prĂ©sence de ces bruits et la synchronisation incertainedu rĂ©cepteur (gigue de phase) peuvent rendrelâidentification des symboles difficile.L'objet de cette partie est de mettre en Ă©vidence l'ensemblede ces problĂšmes Ă partir d'une reprĂ©sentation particuliĂšre :le diagramme de lâĆil.Si on suppose que le support de transmission estassimilable Ă un filtre passe-bas du 1er ordre, la donnĂ©een entrĂ©e du rĂ©cepteur aura lâallure suivante (Fig. 32) :
Fig. 32
La dĂ©tection du symbole sâeffectue le plus souvent par Ă©chantillonnage du signal reçu Ă un instant particulier appelĂ© instant de dĂ©cision. Dans notre cas Ă la fin dusymbole Ă©mis.LâĂ©chantillon prĂ©levĂ© Ă chaque instant de dĂ©cision estcomparĂ© Ă la valeur moitiĂ© du niveau de rĂ©ception. Ceniveau est appelĂ© seuil de dĂ©cision. La gigue de phase
caractĂ©rise lâinstabilitĂ© dans le temps des instants dedĂ©cision.
Le diagramme de lâĆil est une reprĂ©sentation synthĂ©tique permettant dâobserver et de quantifier lâensemble de cesdĂ©fauts :Pour rĂ©aliser cette reprĂ©sentation il suffit dâafficher en voieverticale dâun oscilloscope le signal de donnĂ©e reçue, desynchroniser lâaffichage avec lâhorloge de rĂ©ception et derĂ©gler la base de temps sur une durĂ©e de 2 temps bits (TB)
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Fig. 33
Les indications fournies par le diagramme de l'Ćil sont (Fig.33) :1) L'Ă©paisseur de la paupiĂšre (a) qui est un indicateur de la prĂ©sence de bruit (bruit canal et IES)
2) L'ouverture de l'Ćil permet de savoir si la dĂ©tection seraaisĂ©e ou non (immunitĂ© au bruit),3) la commissure de l'Ćil, (c), permet de savoir si le signal prĂ©sente de la gigue, c'est Ă dire si l'on est ou non parfaitementsynchronisĂ©.
Ce diagramme permet également de détecter la présenced'interférences entre symboles (IES), et donc savoir sil'égaliseur remplie son rÎle et s'il a compensé les effets deséléments de la chaßne de transmission (Fig. 34).
Fig. 34
A. Ătude de la rĂ©ception par le diagramme de l'Ćil :
Les problĂšmes rencontrĂ©s dans une ligne de transmissionseront simulĂ©s Ă lâaide des cartes 1 et 2 dont le schĂ©ma de principe est illustrĂ© Fig. 35 :
Fig. 35
1) Influence de la bande passante du canal :Le canal de transmission va supprimer toutes lesfréquences qui ne sont pas dans sa bande passante. Pour que le signal soit exploitable, il faut que le lobe principalsoit correctement transmis.Relevé pratique (Fig 36) du spectre du code NRZ fourni
par la carte 1 en mode trame 128 bits Ă lâentrĂ©e du canal detransmission.
Fig. 36Relevé pratique (Fig 37) du spectre du code NRZ reçu ensortie du canal de transmission.
Fig. 37
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Nous allons faire varier la frĂ©quence de lâhorloge CLK (cequi Ă©quivaut Ă changer le dĂ©bit de transmission) afin devĂ©rifier la relation de NyquistLa relation de Nyquist (1er critĂšre) nous permet dedĂ©terminer le dĂ©bit maximal sur un canal de transmissionnon bruitĂ© de bande passante BP : 60Khz
Avec R : représente la rapidité de modulation. Elle exprimele nombre de symbole transmis par seconde. Son unité estle Baud.C représente la capacité maximale de transmission du canal(le débit max). Elle est exprimée en Bits/secondes
Nous pouvons observer la fermeture de lâĆil lorsque lafrĂ©quence de CLK augmente. LâĆil passe dâun Ćil bienouvert Ă un Ćil pratiquement fermĂ© (Fig. 38).
Fig. 38
LâĆil est pratiquement fermĂ© pour une frĂ©quence de CLK de 117KHz. Cette expĂ©rimentation permet de vĂ©rifier larelation de Nyquist
2) Identification du seuil de dĂ©cision, des instants dedĂ©cision et caractĂ©risation de lâIES :
Pour la suite des expĂ©rimentations nous allons dĂ©finir undĂ©bit de lâordre de 90Kbits /s (soit CLK : 90KHz). On se place un peu en dessous du dĂ©bit maximal thĂ©orique(2.BP), Il est possible de dĂ©finir Ă quel moment il est prĂ©fĂ©rable de rĂ©cupĂ©rer le signal numĂ©rique et Ă quelniveau il faut rĂ©gler le seuil de dĂ©cision.
Pour cette mĂȘme frĂ©quence de CLK il est possibledâestimer la valeur de lâinterfĂ©rence entre symbole (on peutestimer que le bruit canal est nul) Ă lâinstant de dĂ©cision(Fig. 39).
Fig. 39
3) Influence du bruit dans le canal de transmission :Afin de mettre en Ă©vidence lâinfluence du bruit sur lediagramme de lâĆil (origine : diaphonie, bruit thermique,effets inductifs, âŠ) on va rajouter le bruit fournit par legĂ©nĂ©rateur prĂ©sent sur la carte 2 (Fig. 40). Il est possibledâutiliser un gĂ©nĂ©rateur externe pour injecter sur le canal lesignal de bruit que lâon souhaite (bruit blanc, sinus âŠ).
Fig. 40Appliquer le signal de bruit prĂ©sent sur la carte 2 Ă lâentrĂ©e bruit canal.Faire varier lâamplitude du signal reçu en ajustant le potentiomĂštre rĂ©glant lâattĂ©nuation du signal par la ligne detransmission jusquâĂ la fermeture de lâĆil (Fig. 41).
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Fig. 41La relation de Nyquist (2Úme critÚre) en présence de bruitnous permet de savoir que le débit maximal est dépendantdu rapport signal sur bruit.
N
S
P
P BP C i DĂ©bit +== 1(logmax 2
), N
S
P
P Ă©tant le
rapport signal sur bruit.LâĆil Ă©tant fermĂ© pour ce rapport signal sur bruit nous noustrouvons donc au dĂ©bit maximal.En diminuant le dĂ©bit de transmission nous observons quelâĆil sâouvre et permet de nouveau une transmission fiable.
4) Influence du bruit sur la valence du codage : Nous allons observer lâeffet du changement de valencelorsque le bruit canal devient trop important.Placer en entrĂ©e de la ligne le signal 2B1Q.RĂ©gler le dĂ©bit afin dâobtenir un dĂ©bit proche des90Kbits/s (CLK : 90KHz) puis appliquer le signal de bruit prĂ©sent sur la carte Ă lâentrĂ©e bruit canal.
Faire varier lâamplitude du signal reçu en ajustant le potentiomĂštre rĂ©glant lâattĂ©nuation du signal par la ligne detransmission jusquâĂ la fermeture de lâĆil (Fig. 42).
Fig. 42
Le dĂ©bit de transmission est de : 86Kbit/sLa rapiditĂ© de modulation R est de : 43KbaudsSans modifier le rĂ©glage de lâattĂ©nuation du canal, onapplique maintenant le code NRZ en entrĂ©e de la ligne et
on rĂšgle lâhorloge CLK Ă f=45KHz afin dâavoir la mĂȘmerapiditĂ© de modulation R.On observe que pour le mĂȘme niveau de bruit, et la mĂȘmerapiditĂ© de modulation, lâĆil sâest ouvert considĂ©rablement, permettant ainsi une transmission fiable. Le dĂ©bit quand Ă lui a Ă©tĂ© divisĂ© par 2.
5) Gigue de phase :Pour simuler une mauvaise reconstitution du signal
dâhorloge, vous allez rajouter un bruit au signalsynchronisant lâoscilloscope.Brancher le gĂ©nĂ©rateur utilisĂ© prĂ©cĂ©demment sur la ficheBruit Horloge.En faisant varier lâamplitude du signal Bruit Horloge, onobserve une instabilitĂ© des instants de dĂ©cision. Si le bruitest trop grand, cela peut aller jusquâĂ la perte totale desynchronisation entre lâhorloge de rĂ©ception et celledâĂ©mission (Fig. 43). Cette instabilitĂ© provoque unefermeture horizontale de lâĆil.
Fig. 43
6) Egalisation :Un filtre en cosinus surélevé est implanté sur la carte 2.
Il ne fonctionne que pour les signaux de valence 2.Son rĂŽle est de supprimer lâinterfĂ©rence entre symbole(Fig. 44 et 45).
Fig. 44
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Fig. 45
VI. DOCUMENTS DE FABRICATION DES CARTES
DâAPPLICATION
A. Schéma et typon de la carte générateur de code (Fig
46,47):
Fig. 46
Fig. 47
B. Schéma et typon de la carte canal de transmission(Fig 48,49,50) :
Fig. 48
Fig. 49