cem des cartes rapides / lignes de transmission
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Ecole d’électronique CNRS-IN2P3
CEM des cartes rapides / Lignes de transmission
Philippe DUNAND
3 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Représentation d’un signal sinusoïdal
Représentation temporelle
Représentation Fréquentielle
Représentation temporelle
-6
-4
-2
0
2
4
6
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
temps en s
Am
plitu
de
Représentation Fréquentielle
-1
0
1
2
3
4
5
6
10 100 1000
Fréquence
Am
plitu
de
4 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Représentation d’un signal trapézoïdal
Représentation temporelle
Représentation Fréquentielle
Représentation fréquentielle
0.00001
0.0001
0.001
0.01
0.1
1
10
10 100 1000
Fréquence
Représentation temporelle
-1
0
1
2
3
4
5
6
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Temps
5 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Relation Temps / Fréquence
10 %
90 %
t
Tm = 2,2 . t
- 3 dB
f Fc
Fc = 1 / 2 . p . t
Fc = 0,35 / Tm Tm = 0,35 / Fc
6 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Régime stationnaire :
Régime impulsionnel :
Si tm < 2.t (t : temps de propagation)
Ligne de transmission - Phénomène
U
I
I = U / R
U
I
I = U / Rc
8 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Contraintes d’alimentation sur une carte
Umd
Umc
Umd : Bruit de Mode Différentiel - Bruit d’alimentation
Umc : Bruit de Mode Commun - Bruit de masse
9 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Couplage par impédance commune
Z
U U+Up
Iext
Up = Z . (Iext+Ialim)
Ialim
10 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Impédance d’un plan de masse Im
pé
da
nc
e p
ar
ca
rré
d
’un
pla
n d
e c
uiv
re
en
mΩ
0,1
1
10
100 kHz 1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz 10 kHz
μm
mΩe
17,2R
MhzmΩ F370R
E=35 μm
11 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Circulation des courants
Retour du courant HF
Distribution du courant de retour
12 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Effet d’une fente dans un plan de masse
Rayonnement en champ magnétique
-> Self équivalente : 1 nH/cm
13 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Impédance d’une piste de circuit imprimé
Résistance (e = 35 μm)
Self
L ≈ 10 nH / cm
w (mm)
L (mm)
D
L0,5RmΩ
Imp
éd
an
ce
en
Ω
0,1
1
10
100
1 kHz 10 kHz 100 kHz 1 MHz 10MHz
L = 10 cm ; w = 0,15 mm
L = 10 cm ; w = 0,3 mm
100MHz
14 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
L/w
Self
en
nH
po
ur
L =
1 c
m
L : Longueur de la piste en mm
W : Largeur de la piste en mm
Self Inductance d’une piste de circuit imprimé
L
LL
w0,220,5
w
2Ln0,2LnH
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Impédance d’un connecteur
Broches de masse
L’impédance d’un connecteur est donnée par :
La résistance de chaque broche.
La self d’une broche avoisine 20 nH
Prendre en compte la self de la fente soit environ 1 nH/cm
Fente dans le connecteur
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Bruit d’alimentation sur une carte
Alimentation
50 mA / 5 ns
Longueur totale de la piste d’alimentation : 5 cm
Δt
ΔILUboitier
9-
-39
5.10
50.1010.105Uboitier
Uboitier = 500 mV
17 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Impédance d’un condensateur
C ESR ESL
C = 10 nF
ESR = 0,1 Ω
ESL = 6 nH
18 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Mise en parallèle de condensateurs de découplage
Fonction
À découpler 10 nF 100 µF
19 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Découplage d’une carte mulicouche
3,5 nF 100 µF 10 nF 47 nF 100 nF
20 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Gestion des masses – Carte mixte
Placement des composants
Séparation des parties analogiques et numériques
Placer si possible la zone analogique sur un côté de la carte
Placer les connecteurs d’alimentation dans la zone « sale »
Gestion des masses
Utiliser un plan de masse UNIQUE analogique / numérique
Eviter toute mise en œuvre introduisant une séparation des masses ou des fentes dans la plan de masse
Analogique
Numérique
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Couplage capacitif Carte / Environnement
Imc
Effet :
Immunité
Rayonnement
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Capacité parasite d’une carte
Capacité parasite d’une carte :
Capacité d’un condensateur plan lorsque la carte est proche de son environnement
Capacité intrinsèque du disque équivalent lorsque la carte est éloigné des structures conductrices environnantes
cm
cm2
pFh
S8,85.10C
2
cmpF D0,35C
S : surface de la carte - h : hauteur entre la carte et l’environnement - D : Diamètre équivalent de la carte
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Capacité parasite des pistes
Surfaces équivalentes des pistes
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Masse électronique et Masse mécanique
Réduction des capacités parasites :
Identification des pistes sensibles
Maîtrise du placement et routage des zones sensibles
Raccordement du 0 V au châssis
Analogique
Numérique
Raccordement aux coins de la carte
Raccordement intermédiaire si la distance entre points > 10 cm
Raccordement de part et d’autre des connecteurs
Raccordement au niveau de la zone chaude (émission)
Attention aux raccordements côté analogique
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Diaphonie piste à piste
U
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Diaphonie capacitive : Principe de calcul
U
R1
R2
Rv1 Rv2
C12
C1 C2
)CRvfπlog(220D(dB) 12
Rv2Rv1
Rv2Rv1Rv
212
2
CC
Clog20Dmax(dB)
27 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Diaphonie inductive : Principe de calcul
U R2
Rv1 Rv2
Rv2Rv1
Rv1
Rc
fπ2Mlog20D(dB) 12
Lc
12Mlog20Dmax(dB)
M12
Lc
Lv
Rv2Rv1
Rv2
Rc
fπ2Mlog20D(dB) 12
Côté Rv1 Côté Rv2
28 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
C1-2 entre pistes
0.000
0.001
0.010
0.100
1.000
0.1 1 10 100
d/h
C1
2 e
n p
F/c
m
Capacité de couplage – Configuration microstrip
d
w
h C12 C2
w/h = 2
w/h = 1
w/h = 0,5
w/h = 0,2
w/h = 0,1
29 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Mutuelle Inductance – Configuration microstrip
0.001
0.010
0.100
1.000
0.1 1 10
d/h
M1
2 e
n µ
H/m
d
w
h M12
30 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Diaphonie au dessus d’une fente
Fente dans le connecteur
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Sources d’émission en rayonnement
Imc
Imc
Imd
Rayonnement des
câbles
Rayonnement des
cartes
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Calcul du rayonnement d’une boucle
h(m)
L (m)
E : V/m
Si L < λ/4 et h < λ/4
Si L > λ/4
m
MHz2
Av/m
D
FIhL0,013E
m
MHzAv/m
D
FIh3,9E
I
Formule applicable en champ lointain : D > λ/2.π soit D > 48/FMhz
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Distribution et routages des horloges
Imd
Moyen Bon Préférable
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Maîtriser le retour du courant
Routage des pistes d’horloge :
Placer systématiquement une piste de masse à proximité de la piste d’horloge
Préférer encadrer la piste d’horloge par des pistes de masse, même dans le cas avec plan de masse
Ne jamais enjamber une fente avec la piste d’horloge
Attention au retour du courant dans le cas d’un changement de couche avec une piste d’horloge
Ne jamais mettre de piste en bord de carte
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Lignes de transmission - Définitions
R L
G C
j.C.ωG
j.L.ωRRc
Propagation dans une ligne sans perte :
C
LRc
L.C
1v
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Propogation le long d’une ligne non adaptée :
Ligne de transmission – Réflexion
Rb en Ω Rc
RcRb
RcRbR
Ui
Ur = Ui x R
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Ligne de transmission – Forme des signaux
900 Ω 5 Vout Rc=50 Ω Vin
15 Ω
39 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Ligne de transmission – Forme des signaux
40 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Ligne de transmission – Adaptation série
470 Ω 5 Vout Rc=50 Ω Vin
50 Ω
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Différents de type de transmission
Liaison multipoints :
Adaptation parallèle
Liaison point à point :
Adaptation série
U R = Rc
U R Rc
R = Rc
42 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Longueur maximale sans adaptation
En supposant une vitesse de propagation de 0.6 ⋅ c , la longueur maximale permise pour une ligne non-adaptée est celle pour laquelle le temps de propagation aller-retour est égal au temps de montée du signal.
Longueur maximale d’une ligne non-adaptée en fonction du temps de montée des signaux
0 2 4 6 8 10 12
0
20
40
60
80
100
120
Lmax en
cm
Tm en ns
43 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
0.00
20.00
40.00
60.00
80.00
100.00
120.00
140.00
160.00
0.1 1 10
w/h
Zc e
n O
hm
s
Impédance caractéristiques d’une ligne microstrip
w
h
Ref : Capacitance, Inductance and crosstalk analysis – Charles S. Walker
r=4,5
44 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
0.00
10.00
20.00
30.00
40.00
50.00
60.00
70.00
80.00
90.00
0.1 1 10
Impédance caractéristique d’une ligne stripline
r=4,5
w
h
Ref : Capacitance, Inductance and crosstalk analysis – Charles S. Walker
h
45 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
0.00
10.00
20.00
30.00
40.00
50.00
60.00
70.00
80.00
90.00
100.00
0.1 1 10
w/d
Zc
en
oh
ms
Impédance caractéristique d’une ligne différentielle - Microstrip
r=4,5
w
h d
h/d = 1
h/d = 0,5
h/d = 0,3
Ref : Capacitance, Inductance and crosstalk analysis – Charles S. Walker
46 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Impédance caractéristique d’une ligne différentielle - Stripline
0.00
10.00
20.00
30.00
40.00
50.00
60.00
70.00
80.00
90.00
100.00
0.1 1 10
w/d
Zc e
n o
hm
s
r=4,5
w
h
h
d
h/d = 1
h/d = 0,5
h/d = 0,3
Ref : Capacitance, Inductance and crosstalk analysis – Charles S. Walker
47 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Lignes de transmissions - Ruptures d’impédance
Rupture d’impédance « Géométrique » :
Changement de direction
Trous métallisés
« Influence » éléments externes sur une ligne différentielle
Rupture d’impédance capacitive
Non Préférable Idéal
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Rupture d’impédance « Structurelle »
Changement de configuration
Configuration Microstrip
Configuration Stripline
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Effet des trous métallisés
Effet « Stub »
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Techniques d’adaptation
R
Zc
R1
R2
Zc
Zc
Adaptation parallèle :
Adaptation analogique
Liaison asymétrique :
R1 // R2 ≈ 1,1.Zc (-> 2.Zc)
R1 = 220 & R2 = 330 Ω (pour une ligne 100 Ω)
Adaptation « Dynamique » :
R1 // R2 ≈ 1,1.Zc (-> 2.Zc)
TTL: R1 = 220 & R2 = 330 Ω
Adaptation « minimaliste » :
Economique
Pas de consommation
R1
R2
Zc
R3
C
51 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Exemples d’adaptation
470 Ω
Zc= 100 Ω
470 Ω 220 Ω
470 pF
220 Ω
330 Ω
Zc= 100 Ω
52 Ecole d’électronique CNRS-IN2P3 – Novembre 2012 © - Copyright Bureau Veritas
Problèmes des fonds de panier
R1
R2
Zc
R1
R2 C
LZc
Adaptation aux deux extrémités : Consommation importante
Insertion de carte : Modification de Zc
R1
R2
Zc
R1
R2
pF) 15(n x C
LZc
C rajouté : • Broches ≈ 2 pF • Capacité porte entrée ≈ 6 pF • Capacité des piste ≈ 8 pF
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Fonds de panier : Modification de la bande passante
50 Ω U Vout
50 Ω
50 Ω U Vout
50 Ω
15 pF 15 pF 15 pF 15 pF 15 pF
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Vitesse de propagation et Retards
Isolant homogène :
La vitesse de propagation est indépendante de la géométrie et ne dépend que de r
Pour les géométries Stripline avec un verre epoxy, le retard est donc de 7 ns/m
Isolant inhomogène :
La vitesse de propagation dépendant de la géométrie
Retard pour un ligne microstrip
5.60
5.80
6.00
6.20
6.40
6.60
6.80
0.1 1 10
w/h
Re
tard
en
ns
/m
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Lignes de transmission : Impact sur le choix du câblage et du
circuit imprimé
Conception des lignes de transmission :
Identification du besoin en fonction des contraintes de vitesse et intégrité du signal
Choix du type de topologie
Choix des techniques d’adaptation
Mise en œuvre des lignes de transmission :
Choix de la configuration
Calcul des paramètres géométriques
Maîtrise de la géométrie sur toute la longueur de la ligne