288 pp. 288-295

Un combineur de puissance & r sonateur di lectrique dans la bande 75-110 GHz *

Dominique CROS ** Philippe AUXEMERY ** X. H. JIAO ** Bernard JARRY ** Pierre GUILLON **

R ~ s u m ~

Cet article prdsente l'utilisation de r~sonateurs didlectriques planaires excites sur leurs modes de gale- rie (whispering gallery modes), pour la r~alisation de fil- tres directifs appliquds gtla combinaison de puissance. Les diff~rents avantages que prdsentent ces modes de r~sonateurs permettent leurs utilisations aux longueurs d'ondes millimdtriques. L'dtude dlectrique basde sur la thdorie des rdsonateurs en anneaux permet de calcu- ler la r~ponse thdorique des diffdrents circuits rs Enfin, des r~sultats exp~rimentaux obtenus gt I'aide de combineurs testds dans la bande W (75-110 GHz) sont pr~sent~s.

Muts el6s : Circuit hyperfr6quence, Onde millim6trique, R6sona- teur di61ectrique, Dispositif planaire, Coupleur directif.

W B A N D D I E L E C T R I C

R E S O N A T O R P O W E R C O M B I N E R

A b s t r a c t

This paper presents the utilisation of planar milli- meter wavelength whispering gallery dielectric resona- tors modes for the realization of directional filters and for application to power combination. The different ad- vantages of these resonator modes allow their utilisation in the millimeter wavelength range. The electrical study based on the ring resonator theory permits to predict the theoretical responses of several circuits realised. Finally, experimental results obtained from power combiners in W band will be presented.

Key words : Microwave circuit, Millimetric wave, Dielectric resonator, Planar device, Directional coupler.

S o m m a i r e

I. Introduction. II. Gdndralitds.

III. Etude d' un r~sonateur coupld ~ une ligne. IV. Filtre directif V. Combineur de puissance.

VI. Conclusion. Bibliographie (8 rdf ).

I. I N T R O D U C T I O N

Le d6veloppement r6cent des circuits dans le domaine des fr6quences millim6triques n6cessite la mise au point de sources millim&riques de puissance ~ l'6tat solide. Ceci a conduit A rechercher des techniques permettant d'additionner la puissance de plusieurs 616ments actifs semiconducteur de mani~re ~ r6aliser des dispositifs pou- vant remplacer dans les 6quipements les tubes classiques de volume, poids et tensions d'alimentation excessifs.

Parmi ces dispositifs, l 'un des plus performants est l'additionneur de puissance ~ cavit6 m6tallique r6so- nante, cependant la r6alisation d'un tel dispositif reste complexe. La solution r6side dans l'utilisation de r6so- nateurs di61ectriques. Quelques r6alisations de combi- neurs de puissance ~ diode et TEC ont 6t6 r6cemment pr6sent6es. Dans ces circuits, l'addition de puissance est r6alis6e ~ l'aide de r6sonateurs di61ectriques cylin- driques fonctionnant sur leur mode dipolaire 61ectrique

TMo16 [1].

Cependant, aux fr6quences millim~triques (au-del~t de 20 GHz), les r6sonateurs di61ectriques sont difficilement ufilisables. En effet, leur petite taille les rend difficiles

* Ce travail est soutenu par un contrat DRET n ~ 86.34.081.00.470.75.01. ** mCOM UA 356 CNRS, Universia5 de Limoges, 123, avenue Albert Thomas, F-87060 Limoges Cedex.

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D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RI~SONATEUR DI~LECTRIQUE

usiner, de plus leurs propri6t6s sont peu compatibles avec les performances exig6es des dispositifs.

L'6tude que nous pr6sentons dans cet article permet de montrer qu 'une solution ~ ce probl~me consiste ~ uti- liser des r6sonateurs di61ectriques fonctionnant sur leurs modes de galerie (WGM : whispering gallery modes).

II . GI~Ni~RALITI~S

Aux fr6quences correspondant aux longueurs d 'onde millim6triques, l 'emploi des r6sonateurs di61ectriques fonctionnant sur des modes classiques (TE, TM, hybrides) ne permet pas leur int6gration facile dans les circuits microondes. L'6tude de nouveaux modes tels que les modes de galerie (W~M) offre une possibilit6 d'utilisation de ces r6sonateurs aux fr6quences 61ev6es (75-110 GHz). En effet, la g6om6trie surdimensionn6e des r6sonateurs excit6s sur ces modes de galerie est un des principaux avantages de ce type de mode.

II.1. Descr ipt ion des m o d e s de galerie.

Soit un cylindre circulaire de permittivit6 E r et de rayon a, les modes susceptibles d 'etre excit6s dans ces structures sont des modes de bord qui tournent autour du c6t6 concave de la surface lat6rale. Les modes se propagent donc essentiellement dans une section droite circulaire et l '6nergie est principalement confin6e entre la surface lat6rale r = a et un cercle fictif int6rieur appel6 caustique de rayon r -- ac. En dehors de cette zone les champs sont 6vanescents [2] (Fig. 1).

~ hamp ~vanescent

FIG 1. - - Representation anatytique.

Analytical representation.

La r6partition de l '6nergie sur la p6riph6rie du r6sona- teur peut s 'expliquer simplement par la th6orie de l 'op- tique des rayons [3]. Comme le montre la figure 2, les rayons modaux sont alors totalement r6fl6chis ~t l 'inter- face di61ectrique-air, et sont tangents ~ la caustique mo- dale de rayon r = ac.

-:Su:S FIG. 2. - - Representation par l'optique des rayons.

Representation by ray optic techniques.

289

II.2. Caract6rist iques des r6sonateurs .

Ces modes de galerie peuvent &re excit6s dans deux types de structures.

11.2.1. R~sonateur cylindrique/l ~paulement.

La premiere 6tude des WGM a port6 sur des r~sona- teurs dont la g6om6trie diff~re de celle des r6sonateurs cylindriques classiques. La configuration du r6sonateur ainsi utilis6 se pr6sente comme un barreau di61ectrique poss6dant un 16ger accroissement de diam~tre au niveau de la demi-hauteur du r6sonateur (Fig. 3).

2a

I 2a 1

FIG 3. - - R6sonateur di61ectrique cylindrique.

Cylindrical dielectric resonator.

L'6paulement de ces r6sonateurs a pour r61e de concentrer l'6nergie. Les modes se propagent donc dans cette r6gion, alors qu'ils seront 6vanescents dans les directions axiales et radiales hors de cette zone.

11.2.2. R~sonateur planaire.

Les caract6ristiques des WGM d6pendent essentiel- lement du rayon ext6rieur du r6sonateur. La hauteur de celui-ci intervient donc tr~s peu pour d6terminer les fr6quences des modes propres du r6sonateur. La g6om6trie du r6sonateur peut donc se limiter ~ une pas- tille di61ectrique dont l '6paisseur h e s t tr~s faible devant le diam~tre 2a (Fig. 4). Aux fr6quences 61ev6es, c 'es t ce type de r6sonateur que nous utiliserons car ils sont beancoup plus facilement int6grables dans les dispositifs microondes.

F1G 4. - - R6sonateur di61ectrique planaire.

Planar dielectric resonator.

II.3. Int~r~ts des W G M .

Quelle que soit la g6om6trie choisie, les r6sonateurs fonctionnant sur les WGM pr6sentent certains avantages qui leurs sont propres tels que :

- - une taille du rEsonateur importante, - - des facteurs de qualit6 g6n6ralement 61ev6s,

2/8 ANN TI~Lt~COMMUN, 45, n ~ 5-6, 1990

290

- - une grande puret6 spectrale, - - une bonne int6gration dans les circuits microondes. A ces avantages, il faut ajouter que sous certaines

conditions, les WCM se propagent de faqon identique ~t celles d'ondes progressives.

Cette propri6t6 entralnera : - - la non-r6flexion des ondes vers la source excita-

trice, - - la possibilit6 de nouvelles r6alisations de circuits

microondes dans la bande des ondes millim6triques.

11.4. Classif ication des modes [4].

De faqon g6nErale, les wGM sont class6s en deux grandes families : les WGEn,m,1 et WGHn,m,1. Les WGE poss~dent un champ magn6tique essentiellement axial et un champ 61ectrique principalement transversal. De m~me, les WGH sont caract6ris6s par un champ 61ectri- que axial fort et un champ magn6tique essentiellement transversal (Fig. 5).

(a) mode WGE (b) mode WGH

FIG. 5 . - - Champ 61ectrornagn6tique.

Electromagnetic fields of WGE and WGH modes.

Les entiers n, m, 1 servent h d6finir l'6tat de polarisa- tion du mode. Ils repr6sentent respectivement les varia- tions azimutales, radiales et axiales du mode. Nous nous int6ressons essentiellement aux modes dont les entiers n et I sont faibles et en particulier les modes pour lesquels n et 1 sont nuls.

III. I~TUDE D'UN RI~SONATEUR COUPLI~ A UNE LIGNE

Aux basses fr6quences microondes, l'excitation des WGM peut s'effectuer par des sondes ou dip61es 61ectri- ques et magn6tiques. Outre les fr6quences de r6sonances, les facteurs de qualit6 peuvent aussi &re obtenus. Cepen- dant, l'utilisation de sondes pr6sente deux inconv6nients majeurs.

Elles ne sont pas utilisables aux fr6quences 61ev6es et elles ne permettent pas de mettre en 6vidence la nature progressive de l'onde excit6e dans le r6sonateur. I1 est donc indispensable d'utiliser d'autres dispositifs comme syst6me d'excitation, parmi ceux-ci, nous nous int6resserons plus particuli6rement aux guides images di61ectriques et aux lignes microrubans.

D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RI~SONATEUR DIELECTRIQUE

III.1. Le guide image di~lectrique [5].

Le guide image di61ectrique est une structure form6e par un ruban di61ectrique plac6 sur un plan m6tallique.

Le guide de perrnittivit6 relative e r e s t pos6 sur un plan m6tallique dont la pr6sence rend identique la propagation des ondes 61ectromagn6tiques dans ce guide image (2a x b) ~t celle dans un guide rectangulaire isol6 de m~me permittivit6 et de dimension (2a • 2b). Ce plan m6tallique jouant le r61e d'un miroir. Les modes guid6s qui se propagent dans ces lignes di61ectriques sont des modes hybrides caract6ris6s par un champ 61ectrique E vet un champ magn6tique Hx dominants, les autres composantes sont beaucoup plus faibles par rapport h Hx et E u.

L'excitation des modes WGE et WGH est r6alis6e pour deux positions distinctes du r6sonateur par rapport h la ligne de transmission.

Pour exciter un mode WGH, le r6sonateur devra ~tre pos6 h c6t6 de la ligne sur le plan m6tallique. Ainsi, le champ magn6tique rayonn6 par le guide sera un champ magn6tique transversal pour le r6sonateur.

De m~me, pour exciter un mode WGE, le r6sonateur sera plac6 sur la ligne. Dans ce cas, c'est le champ 61ectrique rayonn6 par le guide qui devient un champ transversal pour le r6sonateur.

Pour la r6alisation de circuits plus homog6nes, l'6tude d'autres types de supports de propagation s'av~re int6- ressante.

111.2. La ligne microruban.

Le substrat di61ectrique de la ligne microruban sera choisi de mani6re ~ pr6senter la m~me permittivit6 di61ectrique que celle du r6sonateur. Ceci permettra d'obtenir des vitesses de phases voisines sur la ligne et dans le r6sonateur. Dans notre cas, nous avons choisi des supports di61ectriques en alumine.

L'utilisation des lignes microrubans pour l'excita- tion des WGM ne permet pas h priori de diff6rencier les modes WGE des modes WGH. Le r6sonateur dans les deux cas est pos6 sur le substrat pros de la ligne. Cepen- dant, exp6rimentalement, on peut observer s6par6ment les deux modes suivant l'6cart en distance entre le r6so- nateur et la ligne.

III.3. R6sonateur coupi6 h une ligne.

Nous allons dans ce paragraphe nous int6resser au couplage entre une ligne et un r6sonateur di61ectrique excit6 sur un W6M. En consid6rant la propagation azi- mutale des modes, le syst6me ligne r6sonateur coupl6 devient un coupleur directif parfait. En se pla~ant dans le plan de couplage, on peut d6terminer les param6tres S du syst~me.

Soit le montage de la figure 6 dans lequel k repr6sente le facteur de couplage et d la distance entre la ligne et le r6sonateur.

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D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RI~SONATEUR DII~LECTRIQUE 291

a2 ~ ~ ~ al

L igne d 'exc i ta tmn

b 2 bl

sur le disposit if pr6sent6 pr6c6demment. Le r6sonateur di61ectrique est de type planaire excit6 par une ligne

microruban sur un mode WOE pour une fr6quence de

r6sonance voisine de 94 GHz. Nous avons relev6 le facteur de transmission ainsi que le facteur de qualit6 du disposit if pour plusieurs distances d entre le r6sonateur

et la ligne. A partir de ces mesures, nous avons pu 6valuer les

valeurs du facteur de couplage ainsi que la valeur de l 'att~nuation. Les r6sultats sont donn6s sur le tableau

suivant :

FIG. 6. - - R6sonateur coupl6 ~ une ligne de transmission.

Dielectric resonator coupled to a transmission line.

La matrice S du syst~me s'6crit [6] :

(1)

S =

0 x / f - k 2 0 j k

x/1 - k 2 0 j k 0

0 jk 0

j k 0 x/1 - k 2 0

Ce systhme peut ~tre r4duit en tenant compte des

relations existantes entre les acchs (3) et (4).

l a4 = b 3 e - a e - J ~ , (2) I a3 = b 4 e - a e - j~ .

Dans ces ~quations, ~ e t a repr6sentent respective- ment le d4phasage et l 'att6nuation de l 'onde dus au trajet dans le r4sonateur. A la r6sonance, ~ = 2NTr oh N e s t le nombre azimutal du mode.

En supposant que l 'acchs 2 est ferm6 sur une charge

adapt6e et que seule l 'acchs 1 est excit6 (a2 = 0), on

obtient :

d(mm) Q e -~ k IS211

0,25 1890 0,985 0,14 0,32

0,20 1564 0,985 0,17 0,11

0,15 1296 0,985 0,18 0,052

0,10 1149 0,985 0,21 0,072

0,05 1135 0 , 9 8 5 0,185 0,055

0 1227 0,985 0,18 0,058

-0,05 1244 0,985 0,17 0,13

-0,1 1355 0,985 0,15 0,27

IV. FILTRE DIRECTIF

L'util isation de la propagation azimutale des modes, dans les r6sonateurs di61ectriques fonctionnant sur les WOM est une solution pour le d6veloppement de filtres

directifs millim6triques.

(3) x/1 - k 2 - e - a j k

b2 : a l , b4 : a l . 1 -- x / ' i - - k2e - ~ 1 - x/1 - k2e - ~

I1 est int6ressant de constater que l 'on peut obtenir

une valeur maximale de b4. En effet, si l ' on applique :

dlb4l - 0 on obtient e - a = V/1 - k 2. (4) dk

Les ondes aux acc~s 2 et 4 deviennent alors :

1 (5) [b21 : 0, Ib41 :

x/1 - e -2~"

Cette condition est la condition de couplage criti- que. Lorsque cette condition est satisfaite, on obtient

l 'acc~s (2) une r~ponse du type coupe-bande id6ale.

IV.1. Etude 41ectrique du filtre [7].

Pour assurer la fonction du filtre directif, le r~sonateur est plac6 entre deux lignes de transmission (Fig. 7).

~b3 b4._ v

a3 ~ ~ a 4

111.4. R4sultats de mesures.

Afin de mieux caract6riser les modes WGM, nous allons pr4senter quelqucs r4sultats de mesure obtenus

1=IO. 7. - - Sch6ma du filtre directif.

Directional filter.

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292

L'analyse men6e dans le paragraphe pr6c6dent, per- met d'obtenir les param~tres S~ 3 du filtre qui se mettent sous la forme :

( 6 ) : o , : - - , , 1 ,

1 - ~ k 2 V/1 - k~e-("+J~)

-klk~e-(a+J~)/2 54 = 1 - l x / ~ - ~ - k~v~i - - k2e-(~+J~)a~' b3 = O.

Une premiSre remarque permet de constater que l'acc6s 3 est totalement isol6 de l'acc~s 1.

En se pla~ant h la r6sonance (e j~ = 1), on peut obtenir une valeur maximale de b4. Pour cela, il suffit d'appliquer :

db4 - -0~

dkl

ce qui conduit h :

(7) ~/1 - k~ = ~ / 1 - k22 e - a .

En tenant compte de cette relation dans les paramStres S, 3, on obtient finalement :

(s) bl = O,

b2 = O,

/ 1 1 - e -~ b4 V k2 al,

b3 = 0.

Seules les pertes dues au r~sonateur att~nuent l'onde b4 ~ l'acc~s 4 (pour e -~ = 1 on aurait b4 = al). Dans la pratique, comme le montrent les r~sultats du paragraphe pr~c6dent, les pertes dues au r~sonateur sont faibles, de telle mani~re qu'en positionnant correctement le r6sonateur, on obtient des filtres directifs quasi id6aux.

IV.2. Schema ~quivalent du filtre.

Afin de mieux caract~riser les couplages lignes r~so- nateur, nous avons 6tabli le schema 61ectrique 6quivalent d'un r6sonateur coupl~ ~t deux lignes de transmission. La directivit~ du syst6me est assur~e par deux circuits r~sonants coupl6s de diff6rentes mani~res ~ chaque ligne en un m~me point. Un couplage capacitif caract6rise un couplage de type 61ectrique alors que le couplage magn6tique est assur6 par un couplage inductif (Fig. 8).

Ainsi, si l 'on excite ~ l'acc~s 1, on aura une r6ponse de type coupe-bande h l'acc~s 2, une r6ponse de type passe-bande h l'acc~s 4 et enfin une bonne isolation h l'acc~s 3, vis-a-vis de l'acc6s 1. Un exemple de simulation de filtre directif mesur~ dans la bande W en utilisant le sch6ma 6quivalent de la figure 8, est repr~sent~ sur la figure 9.

IV.3. R4sultats exp4rimentaux.

Nous avons r6alis6, dans la bande W, un filtre directif. Le circuit se pr6sente comme celui de la figure 7.

D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RI~SONATEUR DII~LECTRIQUE

3_ 4 3

C

L I

tS"CY~

L r

L r

M

L I

M

~

.J_ FIG 8. - - Sch6ma 61ectrique 6quivalent

d 'un r6sonateur coupl6 ~t deux lignes

Equivalent network of a resonator coupled to two lines.

Cs

2

96 98,5 0

-5

-10

~20 (dB)

96,5 97 97,5 98

FIG. 9. - - Simulation du filtre directif.

Simulation of directional filter

F(GHz)

Les lignes d'excitations utilis6es sont des guides image en rexolite (er = 2, 54) de largeur 1,5 mm et de hauteur 0,75 mm.

Le r6sonateur di61ectrique coupl6 ~ ces lignes est de type planaire, de 0,64 mm de hauteur et de 5 mm de diam6tre. La puissance inject6e ~ l'acc~s 1 est fournie par une diode Impatt. Les r6sultats, pr6sent6s sur la figure 10, ont 6t6 mesur6s dans le plan de couplage du

97 98

0_5 ~ , ', F(GHz)

( d B )

FIC 10. - - R6ponse exl~rimentale du filtre directif.

Experimental response of directional filter

ANN. T~L~COMMUN, 45, n ~ 5-6, 1990 5/8

D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RI~SONATEUR DII~LECTRIQUE 293

r6sonateur en tenant compte de l'attdnuation des lignes. Enfin, les r6sultats des mesures sont comparables aux r6sultats th6oriques obtenus avec le schdma dlectrique 6quivalent (Fig. 9).

Les ondes b23 et b43 dues h l 'accbs 3 satisfont aux expressions :

(11) b23 = - k l k 2 e - a / 2 e -j~~ AeJ~O3 ' 1 - V/1 - k 2 V/1 - k2 2 e -c~ e -J~

V. C O M B I N E U R DE P U I S S A N C E [8]

Aux fr6quences dlev6es, la miniaturisation des com- posants actifs ne leur permet pas de fournir de fortes puissances. Une solution pour r6soudre ce problbme consiste h combiner la puissance issue de plusieurs sources.

V.1. Pr6sentation du syst~me.

Le sch6ma du combineur de puissances 2 voies est 6quivalent h celui du filtre directif (Fig. 7). I1 se compose donc d 'un rdsonateur didlectrique excitd par deux lignes de transmission.

Comme nous l 'avons montr6 prdcddemment, les ondes al et a3 peuvent se combiner sur l 'accbs 2. De cette manibre on pourra obtenir une combinaison des deux puissances d'entr6e h l 'accbs 2. Les conditions pour obtenir un rendement maximal de combinaisons sont les suivantes :

- - les fr6quences des sources fournissant la puissance aux accbs 1 et 3 doivent ~tre les m~mes que la fr6quence de rdsonance du r6sonateur excit6 sur un WGM,

- - les phases des ondes al et a3 sont identiques dans le plan de couplage.

De plus, si l 'on n6glige les penes dues aux r6sona- teurs (e - a = 1), et en se plagant dans le plan de cou- plage, on peut obtenir h l 'accbs 3 la somme des deux puissances d'entr6e 192 -- P1 + P3.

V.2. Etude 61ectrique du combineur.

L'6tude 61ectrique du couplage mende pr6cddemment conduit h la d6termination du rendement th6orique du combineur. Pour cela, il faut calculer la contribution des sources plac6es aux accbs 1 et 3 aux accbs 2 et 4. En supposant que les ondes entrantes al et a3 sont de m~me amplitude, les ondes aux accbs 1 et 3 se mettent alors sous la forme :

(9) al = Ae j~~ , a3 = Ae j~~

Les contributions de l'accbs 1 aux ondes de sortie b2 et b4 seront notdes b21 et b41 telle que :

(10)b21 = V/1 - k~ - X/q-- k 2 e -~ e -j~~ AeJ~Ol ' 1 - ~ V/i - - k2 2 e - a e -J~

- k l k 2 e - a / 2 e -jcp/2 b41 = Ae j~l �9

1 - e-J

V / 1 - k 2 _ V / 1 _ k 1 2 e - ~ e - j ~ AeJ~o3 b43 =

1 - V / 1 - k 2 V / 1 - k ~ e -~ e -J~

Si l 'on suppose la sortie h l 'accbs 2, il faudra choisir un ddphasage des ondes al et a3 de telle sorte que les ondes b21 et b23 s'ajoutent. A la rdsonance (~ = 2NTr), ceci se traduit par la relation entre les phases des ondes d'entr6e ~1 et qo3 donndes par :

(12) ~1 - ~3 = ~r[N - (2q + 1)],

oh N e s t le nombre azimutal du mode considdrd et q un entier.

Cette condition 6tant v6rifi6e, on obtient en sortie :

(13) b2 = V / f - k2 - V/1 - k2 e- '~ + k l k2 e - a / 2 A ,

1 - ~ V / 1 - k 2 e -~

b4 = V / f - k22 - V/1 - k2 e-C~ + k l k2 e - a / 2 Z.

1 - 14i= -kl v ' l - e-~

Pour obtenir un rendement maximal, il faut que b2 soit le plus dlev6 possible. En ndgligeant les pertes dues au rdsonateur (a = 0) on obtient :

(14) db2 _ 0 ~ kl = k2 x/~ - v/1 - k 2 dkl 1 + k2 2

Cette condition sur les couplages est obtenue exl~ri- mentalement en positionnant correctement le rdsonateur entre les lignes.

En tenant compte de la condition entre les facteurs de couplage, on obtient b2 = v ~ A .

Soit :

(15) /)2---- ~lb212= ~2A 2 = 2P1.

Ainsi le rendement :

(16) r / = P ~ I 2 P 1 = 1.

Les pertes dtant trbs faibles dans le rdsonateur on peut donc s'attendre h de fortes valeurs de rendement pour des mesures effectudes dans le plan de couplage.

V.3. R~alisation de combineurs de puissances dans la bande W .

Les premiers essais de combinaison de puissances ont 6t6 r6alis6s sur un combineur de puissances 2 voies. Les diff6rents 616ments constituant le combineur sont :

- - un r6sonateur di61ectrique planaire excitd sur un mode wGn avec un diam~tre 6 mm, une hauteur 0,635 mm et une permittivit6 relative c r = 9, 6;

- - deux guides images en rexolite (er = 2, 54) de hauteur 0,75 mm et de largeur 1,5 mm;

6/8 ANN. TdL~COMMUN, 45, n ~ 5-6, 1990

- 5

D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RESONATEUR DI/~LECTRIQUE

- - des transitions guide mdtallique-guide image de type comet ;

- - les sources foumissant la puissance aux entr6es sont des diodes Gunn.

Les mesures ramen6es dans le plan de couplage sont pr6sent6es sur la figure 11.

p avec R D

- 1 0

- 1 5

2 0

94,3 94,5 94,7 94,9 95 F ( G H z )

294

P ( d B m )

FIG. 11. - - Rdsultats exp6rimentaux du combineur de puissances deux voies.

Experimental results of the two way power combiner.

P21 et P23 repr6sentent la puissance h l 'accbs 3 quand les accbs 1 et 2 sont excit6s sdpar6ment en pr6sence du r6sonateur. /92 repr6sente la puissance reque ~ l 'accbs 2 quand l 'acc~s 1 est excit6 sans le r6sonateur. Enfin, P2c repr6sente la puissance combin6e ~t l 'accbs 2 quand les accbs 1 et 3 sont excit6s simultandment. La courbe repr6sent6e figure 11 a 6t6 obtenue point par point. Ainsi, pour chaque frdquence, nous avons rdgl6 le d6phasage de manibre h avoir l 'effet de combinaison, ceci explique la large bande sur laquelle s 'effectue la combinaison. Le rendement de combinaison obtenu dans le plan de couplage est dvalud pour cette r6alisation ~ 60%, pour une fr6quence de r6sonance proche de 95 GHz.

Un combineur de puissance trois voies a 6t6 test6 dans la bande W. Comme le montre la figure 12, la configuration du systbme diff~re 16gbrement de celle pr6sent6e sur le schdma de la figure 7.

a 1 ~ ~ D 2

FIG 12. - - Sch6ma du combineur de puissances trois voies.

Scheme of a three way power combiner.

Pour cette r6alisation, nous avons choisi comme lignes de transmission des lignes microrubans de largeur 0,157 mm mont6es sur un substrat d 'a lumine d'6pais- seur 0,127 mm et de permittivit6 er = 9, 6. Les tran- sitions guide d 'onde m6tallique, ligne microruban, sont de type h moulures pr6sentant un coefficient de r6flexion infdrieur ~ 10 dB sur la bande 90-100 GHz. Les sources foumissant la puissance aux entrdes sont deux diodes Gunn et une diode Impatt. Enfin, le r6sonateur di61ec- trique est le m~me que celui utilisd dans l 'exp6rience pr6c6dente.

La figure 13 repr6sente la combinaison des deux premibres voies.

~4

i l f l ,, I I I m l l l l

4-

t - - - ~ 3 4

.P23

dBm -31

-33

-35

-37

. . . . . 39

-41

-43 fr6quence 5 MHz/div

FIG 13. - - R6sultats de combinaison des deux premi6res voies.

Results of combination using the two first ways.

/923 et P24 repr6sentent les puissances h l 'accbs 2 quand les acc~s 3 et 4 sont excit6s s6par6ment.

P234 repr6sente la puissance combin6e en sortie ~t l 'accbs quand les 2 accbs 3 et 4 sont excitds simul- tandment.

Cette puissance obtenue est ~ nouveau combin6e avec la troisibme voie (Fig. 14).

dBm

-31

- - . �9 - 3 5

-37

~ -39

-41

-4.3 fr6r uonco 5 MHz/div

FIG 14. - - Rdsultats exp6fimentaux du combmeur de puissances trois voies.

Experimental results of the three way power combiner.

ANN. TI~LI~COMMUN., 45, n ~ 5-6, 1990 7/8

D. CROS. - UN COMBINEUR DE PUISSANCE A RI~SONATEUR DII~LECTRIQUE

P234 reprdsente la puissance combinde en sortie des deux premibres voies.

P21 repr6sente la puissance en sortie quand seul l'accbs 1 est excit6.

Enfin P2c repr6sente la puissance combin6e en sortie des trois voies.

On remarque sur ces courbes que la puissance com- bin6e des deux premibres voles est sensiblement la somme des deux puissances P23 et/924.

D'autre part, la puissance P2c obtenue en sortie, est environ supdrieure de 3 dB h la puissance P21.

VI. CONCLUSION

Les r6sonateurs didlectriques excit6s sur les modes de galerie semblent int6ressants pour les circuits int6gr6s microondes.

Leur principal avantage qui est en particulier le surdi- mensionnement des r6sonateurs, permet une int6gration facile darts les circuits passifs ou actifs fonctionnant dans les bandes de fr6quences dlevdes.

D'autre part, les r6sultats exp6rimentaux montrent qu'il est possible d'utiliser la propagation de l'onde dans ces rdsonateurs pour r6aliser des circuits combineurs de fr6quences dans la bande des longueurs d'ondes millimdtriques. Cependant, les pertes dues aux lignes de transmissions n6cessitent une dtude plus complbte de la gdomdtrie des circuits.

Manuscrit refu le 15 septembre 1989, accept~ le 5 f~vrier 1990.

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BIBLIOGRAPHIE

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power combiner. 1989 International Microwave Symposium, Long Beach (juin 1989).

BIOGRAPHIE

Dominique CROS, DEA d'61ectronique (1987). Universitd de Limoges. Chercheur ~ I'IRCOM (Institut de recherche en communications optiques et microondes).

Philippe AUXEMERY, Doctorat d'dlectronique (1989). Universit6 de Limoges, Ing6nieur au service MMIC de Thomson/DAG.

X.H. JIAO, Doctorat d'dlectronique (1988). Universit6 de Limoges, Ingdnieur ~ Tekelec composants (Pessac).

Bernard JARRY, Doctorat d'dlectronique (1985). Universitd de Li- moges, Maitre de confdrence de l'Universit6 de Limoges.

Pierre GUlLLON, Docteur d'dtat (1978). Universit6 de Limoges, Pro- fesseur de l'Universit6 de Limoges.

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