un autre regard sur nos récepteurs (vhf - uhf) joël redoutey - f6csx8/12/2001

Un autre regard sur nos récepteurs (VHF - UHF)

Joël Redoutey - F6CSX 8/12/2001

Synoptique d ’un RX V-UHF

Filtre passe bande

Filtre passe bande

Filtre à quartz

Filtre Filtre céramique Démodulateur

OL2

Amplificateur HF 1 er mélangeur 2 ème mélangeurAmplificateur FI Amplificateur FI Amplificateur Audio

Oscillateur

de réference

Comparateur de phase

Filtre de boucle

VCOD

ivis

eu

r p

rog

ram

ma

ble

micro contrôleur

Interface

Homme-machine

passe bande

Première FI (10,7 ou 21,4 MHz)

Oscillateur local

passe bas

Oscillateur à fréquence fixe

Deuxième FI (455 kHz)

Tête HF

Oscillateur local

Filtre présélecteur

Fréquence

Gabarit d ’un filtre idéal

Am

plit

ude

Atténuer les signaux indésirables

Sélectivité et facteur de qualité Q

Préamplificateur

Gain Gp (en dB)Facteur de bruit (NF)Intermodulation (IMD)

GaAs FET (NF<1dB)MOS FET (NF1dB)Bipolaire (NF1dB)

Facteur de bruit d ’un système à plusieurs étages

F total = F1 + (F2 - 1)/G1 + (F3 - 1)/G1G2 + ...

G1 G2 G3

F1 F2 F3

Le premier étage est déterminant

Préamplificateur faible bruit

• Gain max ne correspond pas au min de bruit• Impédance de source optimale Z opt50• Pertes dans le circuit d ’adaptation NF

50 Zopt

Circuit d ’adaptation transistor

Préampli 432 MHz - MGF1302

(DL4MEA)

Le mélangeur

Changement de fréquence

f1

f2

fs

e1(t) = A1sin1t e2(t) = A2sin2t

eS(t) = e1(t).e2(t) = A1A2.sin1t.sin2t

d’après la relation trigonométrique sina.sinb = (½)[cos(a-b)-cos(a+b)] on a :

eS(t) = (A1A2/2)cos(1- 2)t - (A1A2/2)cos(1+ 2)t

Battement inférieur Battement supérieur

Réception 145,0 MHz avec FI à 10,7 MHz

134,3MHz

145,0MHz10,7MHz 279,3MHz

OLFI

Spectre en sortie du mélangeur

Fréquence

Battement Infradyne

Réception 145,0 MHz avec FI à 10,7 MHz

155,7MHz

145,0MHz10,7MHz 300,7MHz

OLFI

Spectre en sortie du mélangeur (inversé)

Fréquence

Battement Supradyne

Fréquence image

Oscillateur local

Fréquence à recevoir

Fréquence imageFI

Fréquence

Exemple: FI=10,7 MHz Frx=145,0 MHzFol= 134,3 MHz Fimage = 123,6 MHz Fsupra=279,3 MHz

Battement sup.

Produits d ’intermodulation

Non linéarité génération d ’harmoniques

F imd = ( nFol ± FI)/m n et m nombres entiers

Exemple: n et m = 2 Fimd = 139,65 MHz139,65 x 2 = 279,3MHz 2 x Fol = 134,3 MHz 279,3 - 134,3 = 145 MHz

Mélangeur non linéaire

• Tout dispositif présentant une caractéristique non linéaire peut être utilisé comme mélangeur.• D ’une manière générale, la fonction de transfert peut être mise sous la forme d ’un polynôme:

Vsortie = a + bVentrée + cVentrée2+ d Ventrée

3 + …

• On retrouve en sortie la fréquence d ’entrée, la fréquence de l ’oscillateur local et tous leurs produits d ’intermodulation...

Mélangeur non linéaire

+ Élément non linéaire

Signald ’entrée

Oscillateur localDiodeTransistorFET

Mélangeur à commutation

Décomposition en série de Fourrier

Tout signal périodique peut être décomposé en une somme de signaux sinusoïdaux dont les fréquences sont des multiples entiers de la fréquence du signal de départ.

Cas d ’un signal carré symétrique

SLO(t) = (4/ )[sinLOt - (1/3).sin3LOt + (1/5)sin5LOt - …]

temps

fréquenceF 3F 5F 7F

TT=1/F

Mélangeur à commutation

Signal sinusoïdal

Signal Carrésymétrique

Sortie

Spectre de sortie du mélangeur à commutation

• La fréquence d ’entrée et la fréquence de l ’oscillateur local sont éliminées.

• On ne retrouve que les battements de la fréquence d ’entrée avec la fréquence de l ’oscillateur local et de ses harmoniques impaires.

Fentrée: 5MHz -20dBmFosc local:20MHz +7dBm

Mélangeur équilibré

TR1

rapport 1:1

RS

VRF

D1

D2

VLO

osc. local

RL

La fréquence de l ’OL est présente en sortie

D1

D2D3

D4

TR1 TR2

RL

VRF

RS

VLO

* *

*

*

*

*

Mélangeur en anneau(Double Balanced Mixer)

La fréquence d ’entrée et la fréquence de l ’oscillateurlocal sont éliminées en sortie.

Mélangeur actif : La cellule de Gilbert

DBM ou actif ?

DBM Gilbert cell

P osc local +7 à +10dBm -5 à +3 dBm

Gain de conv -6dB 6 à 10 dB

P1dB 1dBm -6 dBm

IP3 3dBm+13 dBm

Filtrage FI

Filtre à quartz

• La bande passante du filtre doit être adaptée au mode de trafic: 5 kHz pour la FM canaux au pas de 12,5 kHz 12 kHz pour la FM canaux au pas de 25 kHz 2,4 kHz pour la BLU• Le filtre doit être adapté en impédance en entrée et en sortie.

L ’oscillateur local

Oscillateur local

• Stable (en température, dans le temps, environnement)• Précis (affichage, référence)• Agile (temps de verrouillage)• Grande pureté spectrale• Faible bruit de phase

Bruit de phase

Bruit de phase

• Bruit de grenaille (en 1/f) augmente avec le courant de polarisation FET meilleur que bipolaire• Q du circuit oscillant

Quartz meilleur que LC• Facteur de bruit du transistor

OSCILLATEUR

Principe:Un élément actif compense les pertesdu circuit oscillant

Deux approches théoriques possiblesAutomatique: rétroaction positiveElectronique: résistance négative

Structures d ’oscillateur

Q

C1

C2

L

R

RL

Q

C

L1

RL

L2

Colpitts Hartley

Voltage Controled OscillatorVCO

• Diode VARICAP diode polarisée en inverse par Vr capacité quand Vr Q relativement faible Cmax/Cmin <10

• Pente Ko du VCOKo = f/Vr

Boucle à verrouillage de phasePLL

XF référence

Filtre de boucle VCO

+

-

Sortie


Si la boucle est verrouillée : F sortie = F référence

Synthétiseur de fréquence

XF référence


+

-

Sortie


Divise parN

F sortie = N x F référence

Fsortie/N F sortie

Fréquence de référence

Oscillateurpilote

à quartzDiviseur par R

TCXOOCXO

F comp

F comparaison = F référence / R

Synthétiseur de fréquence

F sortie = N x F comparaison F sortie = N x F référence / R

XF comparaison


+

-

Sortie


Divise parN

Fsortie/N F sortie

Programmation

Limitation en fréquence

Le diviseur programmable est limité en fréquence à quelques dizaines de MHZ:

Prédiviseur rapide

Synthétiseur pour fréquences élevées

XF comparaison


+

-

Sortie


Divise parNFsortie/NP

F sortie

Programmation

Divise parP

Inconvénient du prédiviseur

Sans prédiviseur:Fsortie = N x Fcomple pas du synthétiseur est Fcomp

Avec prédiviseur:Fsortie = N x P x F comple pas du synthétiseur est P x Fcomp

Pour un même pas, la fréquence de comparaison est P fois plus faible

Synthétiseur 145 MHz au pas de 12,5 kHz

MC145151 avec prédiviseur par 10

Fcomp = 12,5 kHz / 10 = 1,25 kHz

N = 11 600 Fsortie = 116 000 x 1,25 = 145 000 kHzN = 11 601 Fsortie = 116 010 x 1,25 = 145 012,5 kHz

Exemple

Inconvénient d ’un fréquence de comparaison basse

F comparaison F coupure filtre de boucle

Temps de verrouillage de la boucle

Bruit de phase

Synthétiseur à deux modules

XF comparaison


+

-

Sortie


CompteurA

F sortie

Programmation

Divise parP ou P+1

Compteur

M

RAZ

Phase 1

Prédiviseur par P+1

Les compteurs A et M reçoivent des impulsionsde fréquence F1 = Fvco/(P+1), c ’est à dire de période T1 = 1/ F1 =( P+1) / Fvco = (P+1) Tvco

Le compteur A déborde au bout d ’un temps: t1 =A x T1 = A(P+1)Tvcoet change le rapport de division de P+1 à P

Phase 2

Prédiviseur par P

Les compteurs A et M reçoivent des impulsionsde fréquence F2 = Fvco / P, c ’est à dire de période T2 = 1/ F2 = P / Fvco = P Tvco

Le compteur M déborde au bout d ’un temps:t2 = (M-A)PTvco

et réinitialise le système.

Résultat

La période des impulsions reçues par le comparateur de phase est :t1 + t2 = (MP + A)Tvco soit une fréquence: F = Fvco /(MP + A)

Lorsque la boucle est verrouillée F = Fcomp d ’où:

Fvco = (MP + A) Fcomp

Exemple

Synthétiseur 145 MHz au pas de 12,5 kHz

Prédiviseur par 10 / 11

145 000 = 12,5 (10M + A)M = 1160 A = 0

145 012,5 = 12,5 (10M + A)M=1160 A = 1

Intérêt du synthétiseur à deux modules

Le pas du synthétiseur est égal à la fréquence de comparaison quelle que soit la valeur du prédiviseur.

Tous les synthétiseurs modernes sont de ce type(fractional N)

Conclusion

Les performances d ’un récepteur sont essentiellement dans la tête HF:

• sélectivité• linéarité• facteur de bruit• résistance aux signaux forts• qualité de l ’oscillateur local

un autre regard sur nos récepteurs (vhf - uhf) joël redoutey - f6csx8/12/2001

Documents