Thse N 04-2008 UNIVERSITE DE LIMOGES FACULTE DES SCIENCES ECOLE DOCTORALE Science Technologie Sant XLIM : Equipe Circuits et Sous-Ensembles Electroniques Non-Linaires THESE Pour obtenir le grade de DOCTEUR DE LUNIVERSITE DE LIMOGES Discipline : "Electronique des Hautes Frquences et Optolectronique" Prsente et soutenue par Charles TEYSSANDIER le 6 Mars 2008 Contribution la modlisation non-linaire de transistors de puissance HEMT Pseudomorphiques sur substrat AsGa : Analyse des effets parasites Thse dirige par Raymond QUERE et Raphal SOMMET Membres du jury : M Juan OBREGONProfesseur mrite, Universit de LimogesPrsident M Eric BERGEAULTProfesseur, lENST (Paris)Rapporteur M Joaquin PORTILLAProfesseur, Universit du Pays Basque (Bilbao)Rapporteur M Bernard CARNEZIngnieur, UMS (Orsay)Examinateur M Raymond QUEREProfesseur, Universit de LimogesExaminateur M Raphal SOMMETCharg de Recherche CNRS, Universit de LimogesExaminateur M Christophe CHANGIngnieur, UMS (Orsay)Invit A mes parents et toute ma famille, A tous ceux qui me sont chers... Remerciements Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Remerciements CetravailatralisauseindelquipeModlesdeUMS.JeremercieM.Bernard CARNEZ de m'avoir accueilli au sein de cette quipe afin de raliser mes recherches. J'exprimemessincresremerciementsM.ChristopheCHANG,ingnieurUMS, pour les prcieux conseils et pour la disponibilit dont il a fait preuve. L'encadrementuniversitaireatassurparlquipeComposantsCircuitsSignauxet SystmesHautesFrquencesdusitedeBrive.JetiensremercierM.RaymondQUERE, Professeurl'UniversitdeLimoges,pourlaconfiancequ'ilm'atmoignenacceptantde macceuillirdansledpartementquildirige.Jeleremercieaussipourmavoirdiriget conseill pendant toute la dure de cette thse, en collaboration avec M. Raphal SOMMET, Charg de recherche auCNRS, leurs suggestions et leur sympathie m'ont permis de mener bien ce travail. JexprimemessincresremerciementsM.JuanOBREGON,Professeurmritede luniversit de Limoges, pour lhonneur quil me fait en acceptant de prsider le jury de cette thse. Je remercie galement M. Eric BERGEAULT, Professeur cole Nationale Suprieure des Tlcommunications (ENST) de Pariset M. PORTILLA, ProfesseurdeLUniversit del Pais Vasco, davoir accepter de juger ce travail en qualit de rapporteurs. MesremerciementsvontgalementMademoiselleH.BREUZARD,Secrtairede lquipeC2S2Brive,poursadisponibilitetsagentillesse.Jassociemesremerciements MadameM.-C.LEROUGE,SecrtairedelquipeC2S2Limoges,poursonefficacitdans toutes les dmarches administratives quelle a ralises Limoges. Un grand merci tout les doctorants et docteurs que jai ctoy durant cette thse pour leurs aides, leurs convivialits et les sorties du jeudi. Je souhaite galement exprimer ma sincre gratitude envers tout le personnel comptant et convivial dUMS avec qui jai pu collaborer, de prs ou de loin, pendant ces trois ans. Les designers qui mont fait profiter de leurs expriences et de leurs bonnes humeurs. Remerciements Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Enfin,mesremerciementsseraientincompletssansadressertoutemareconnaissance auxdiffrentsmembresdel'quipeModles,lesancienscommelesnouveaux.Outreles changesscientifiquesetsportifsquenousavonspuavoir,jetiensexprimertoutema reconnaissance Philippe, Olivier, Laurent, Christophe et Sylvain pour l'ambiance amicale et l'inconditionnel soutient que chacun a su mapporter. Je noublirai pas les bons moments de rigolade vcus dans le bocal avec les anciens thsards : Cyril et Julien, comme avec les nouveaux qui je souhaite bon courage : Claude et Guillaume. Table des matires Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Table des matires Introduction gnrale1 Chapitre I :Les composants actifs hyperfrquence5 I. Introduction6 II. Les diffrentes filires technologiques7 A. Introduction7 B. Prsentation des principaux transistors de puissance9 1. Les Transistors Bipolaires Htrojonction (HBT)9 2. Les transistors effet de champ15 III. Principe de fonctionnement des transistors effet de champ AsGa24 A. Historique et gnralits24 B. Le transistor de type MESFET26 1. Principe du contact mtal-semi-conducteur (Modle de Schottky)26 2. Le transistor MESFET29 C. Prsentation des transistors Htrojonction33 1. Principe de lhtrojonction34 2. Structure dun HEMT classique36 3. Structure dun PHEMT conventionnel37 4. Le HEMT mtamorphique38 IV. Caractristiques du PHEMT de puissance40 A. Le processus technologique du PHEMT de puissance40 B. Caractristiques gomtriques de la structure PHEMT destine aux applications de puissances43 C. Critres de performance lectrique du transistor de puissance47 1. Fonctionnement petit signal47 2. Fonctionnement grand signal51 D. Conclusion53 Bibliographie55 Table des matires Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Chapitre II :Modlisation non linaire des PHEMTs AsGa63 I. Introduction : les besoins en terme de modlisation64 II. Les diffrents types de modlisations gnriques [46][47]66 A. Les modles physiques analytiques66 B. Les modles physiques numriques67 1. Les modles macroscopiques68 2. Les modles microscopiques ou particulaires69 C. Les modles phnomnologiques69 1. La source de courant Ids71 2. Les capacits non linaires Cgs et Cgd74 D. Les modles par tables76 E. Choix du modle76 III. Principe de la caractrisation en impulsions77 A. Introduction77 B. La caractrisation convective78 C. La caractrisation hyperfrquence :80 D. Mesures thermiques81 IV. Description du modle non linaire du PHEMT AsGa82 A. Dtermination du schma lectrique quivalent petit signal82 1. Les lments intrinsques83 2. Les lments extrinsques84 B. Dtermination des lments parasites extrinsques du modle84 1. Mthode dextraction84 2. Analyse de sensibilit87 C. Extraction des lments intrinsques89 1. Mthode dextraction89 2. Analyse de sensibilit92 D. Exemple de modlisation petit signal avec la filire PPH25X dUMS94 E. Modlisation non linaire des caractristiques I(V)98 1. La modlisation du courant de drain Ids99 2. Les diodes dentres IDGS et IDGD102 3. La modlisation des phnomnes davalanche102 4. Dtermination des paramtres des lments non linaires du modle103 F. Les capacits non linaires Cgs et Cgd [88]106 1. Mthode dextraction partir des paramtres [S]107 Table des matires Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa 2. Le modle une seule variable109 3. Les modles deux variables111 G. Loi dchelle112 1. Le courant de drain112 2. Les capacits non linaires114 3. Les gnrateurs davalanches116 H. Validation du modle116 1. Validation du modle en rgime grand signal116 2. Validation du modle au travers de lamplificateur de puissance MILEA119 V. Conclusion123 Bibliographie125 Chapitre III :Les effets thermiques dans les PHEMTs AsGa133 I. Introduction134 II. Problmatique135 A. Pourquoi est-il important de connatre la temprature dun composant ?135 B. Mise en vidence de lauto-chauffement dans les PHEMTs AsGa135 III. Mthodes de dtermination de la temprature de jonction des composants MMICs136 A. Dfinition de la rsistance thermique137 B. Mesures lectriques de la rsistance thermique [99]137 1. Mthode du courant de grille139 2. Mthode du courant de drain141 C. Mthode de mesures par spectroscopie Raman144 D. Simulation thermique de transistors146 1. Introduction146 2. La simulation 3D ANSYS de la structure PPH25X148 E. Comparaison des diffrentes techniques de dtermination de Rth154 IV. Les modles thermiques156 A. Le modle thermique multi-cellules RC156 1. Analogie thermique-lectrique156 2. Dtermination de la capacit thermique157 3. Le modle multi-cellules dans le simulateur circuit159 B. Le modle thermique rduit distribu161 Table des matires Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa 1. Technique de rduction162 2. Distribution du modle167 V. Caractrisation de la dpendance thermique des lments du modle168 A. Objectif de la caractrisation168 B. Extraction des lments intrinsques partir des paramtres [S] mesurs en temprature169 C. Influence de la temprature sur la frquence de transition et sur la frquence maximale doscillation173 D. Etude des paramtres [S] en fonction de la temprature176 E. Dpendance en temprature des caractristiques I(V)177 VI. Modlisations des effets thermiques dans le transistor179 A. Modlisation des sources de courant180 B. Modlisation des diodes183 C. Rcapitulatif des valeurs des paramtres du modle non linaire lectrothermique185 VII. Les modles thermiques en simulation186 A. Validation du modle thermique cellules RC186 1. Vrification sur un transistor PPH25X186 2. Amplificateur MILEA : comparaison mesure-simulation diffrentes tempratures188 B. Intrt du modle thermique rduit189 1. Comparaison des deux circuits thermiques189 2. Profil de temprature sur le transistor 12x100190 VIII. Conclusion191 Bibliographie192 Chapitre IV :Les effets parasites dans les PHEMTs AsGa197 I. Introduction198 II. Les effets de piges dans les transistors PHEMTs AsGa de puissance198 A. Prsentation du phnomne198 B. Les diffrents phnomnes de piges199 C. Impact des piges sur les PHEMTs AsGa200 1. Mise en vidence des piges dans les transistors PHEMTs AsGa200 2. Influence de la tension de polarisation Vds0 sur les effets des piges ( drain-lag )201 3. Influence de la tension de polarisation Vgs0 sur les effets des piges ( gate-lag )203 Table des matires Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa 4. Leffet kink 204 D. Conclusion206 III. Les phnomnes de claquage par avalanche206 A. Pourquoi les analyser ?206 B. Lavalanche au pincement207 C. Lionisation par impact [123]208 1. Le phnomne208 2. Le modle210 IV. Lionisation par impact dpend elle de la frquence ?211 A. Mise en vidence du comportement en frquence de lionisation par impact211 B. Dtermination dune frquence de coupure et des lments de filtrage214 C. Rsultats Mesures-Modles au point Vgsi = 1V et Vdsi = 7V217 D. Rsultats Mesures-Modles Vdsi constant218 E. Comportement du phnomne en fonction de la temprature219 F. Conclusion220 V. Validation en rgime de grand signal RF221 A. Introduction221 B. Comportement du cycle de charge dans les zones davalanche : mesures sur le banc LPT [139]221 1. Description du banc de mesure221 2. Caractrisation de composants PHEMT AsGa223 3. Conclusion236 C. Perspectives pour une meilleure modlisation237 VI. Conclusion238 Bibliographie239 Conclusion gnrale243 Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Table des figures Figure 1.Figure de mrite des diffrentestechnologies damplification de puissance .................................. 7 Figure 2.Vue en coupe dun transistor bipolaire htrojonction ................................................................. 9 Figure 3.Notationsetdiagrammesdebandesdutransistorhtrojonctiondmetteursouspolarisations normales ......................................................................................................................................... 10 Figure 4.PerformancesenpuissancedelafilireHBTInGaPdUMSenclasseB3.1GHzpourune priphrie dmetteur de 1.8mm..................................................................................................... 13 Figure 5.Structure de base du transistor MOSFET canal n....................................................................... 16 Figure 6.Vue en coupe dun transistor LDMOS............................................................................................ 16 Figure 7.Vue en coupe du transistor MESFET SiC....................................................................................... 17 Figure 8.MesuresgrandsignalduntransistorMESFETSiCde4.8mmdedveloppementdegrilleen condition pulse (dure de pulse=200s, rapport cyclique= 10 %) @ 3 GHz .............................. 18 Figure 9.Mesures grand signal CW du mme transistor MESFET SiC de 4.8mm de dveloppement de grille @ 3 GHz ......................................................................................................................................... 18 Figure 10.Vue en coupe du transistor HEMT AlGaN/GaN............................................................................. 20 Figure 11.Section dun HEMT AlGaN/GaN de NITRONEX avec un source field plate (SLP) [18]............... 21 Figure 12.Formation de la barrire mtal-semiconducteur dans le modle de Schottky................................ 27 Figure 13.Jonction Schottky : en a) polarise en inverse ; en b) polarise en directe.................................... 28 Figure 14.Vue en coupe de la structure du MESFET...................................................................................... 29 Figure 15.Caractristiques Id(Vds) d'un TEC.................................................................................................. 30 Figure 16.Ena)lecanalestentirementouvert.LecourantestproportionnelVds.Letransistorse comporte comme une conductance contrle par la grille. En b) le rtrcissement du canal prs du drainprovoqueleralentissementdelacroissancedeIds.Enc)pincementducanal,letransistor est en saturation ............................................................................................................................. 32 Figure 17.La structure de base dun transistor htrojonction (pitaxie) ................................................... 34 Figure 18.Deux matriaux de gap diffrents avant contact ............................................................................ 35 Figure 19.Diagramme de bandes aprs contact, formation du puits de potentiel et du gaz dlectrons ........ 35 Figure 20.Structure dun HEMT classique ..................................................................................................... 36 Figure 21.Structure dun PHEMT dopage ................................................................................................ 37 Figure 22.a) Epitaxie en accord de maille pour les transistors HEMTs; b) Dsaccord de maille, cest le cas des PHEMTs; c) Grand dsaccord de maille, principe de la couche tampon mtamorphique ...... 39 Figure 23.Exemple de couche tampon mtamorphique ralise sur substrat AsGa par HITACHI [41] ........ 39 Figure 24.Procd de fabrication du PHEMT AsGa (1re partie) ................................................................... 41 Figure 25.Procd de fabrication du PHEMT AsGa (2me partie) .................................................................. 42 Figure 26.CoupeschmatiquedelastructuredebaseduntransistorPHEMTdvelopppourles applications de puissances par UMS.............................................................................................. 43 Figure 27.Diagramme dnergie de la double htrojonction du transistor de puissance PPH25X.............. 46 Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Figure 28.Profildestransconductancesstatique :procdsimplehtrojonction(enbleu)etdouble htrojonction (en noir pais) ........................................................................................................ 46 Figure 29.Quadriple associ sa matrice [S] .............................................................................................. 47 Figure 30.GainencourantenfonctiondelafrquencedunPHEMTAsGadelongueurdegrille0.25m pour Vds=8 V et Id=125 mA............................................................................................................ 48 Figure 31.Modle petit signal simplifi dun transistor HEMT...................................................................... 49 Figure 32.GainmaximumdisponibleenfonctiondelafrquencedunPHEMTAsGade0.8mmde dveloppement de grille pour Vds=24 V et Id=255 mA .................................................................. 50 Figure 33.Synoptique dun amplificateur en grand signal.............................................................................. 51 Figure 34.Maximisation de la puissance de sortie.......................................................................................... 53 Figure 35.Exemple d'un systme lectronique: chane d'mission RF............................................................ 65 Figure 36.Origine physique du schma quivalent dun transistor effet de champ ..................................... 70 Figure 37.Schma quivalent non linaire classique dun TEC ..................................................................... 70 Figure 38.Schma quivalent du modle de Root ........................................................................................... 76 Figure 39.Principe des mesures en impulsion................................................................................................. 79 Figure 40.Principe de mesure des caractristiques I(V) isothermes............................................................... 80 Figure 41.Principe de mesure des paramtres [S].......................................................................................... 81 Figure 42.Schma quivalent petit signal du PHEMT.................................................................................... 83 Figure 43.Modle source commune en rgime pincet en basse frquence.................................................. 85 Figure 44.a) Modle en T en grille commune basse frquence et b) Modle en quivalent...................... 86 Figure 45.Sensibilit des lments extrinsques sur le module et la phase du paramtre S11 10 GHz ........ 87 Figure 46.Sensibilit des lments extrinsques sur le module et la phase du paramtre S21 10 GHz ........ 88 Figure 47.Sensibilit des lments extrinsques sur le module du paramtre S22 10 GHz........................... 88 Figure 48.Sensibilit des lments extrinsques sur la phase du paramtre S22 10 GHz............................. 89 Figure 49.Schma quivalent intrinsque petit signal du PHEMT ................................................................. 91 Figure 50.Sensibilit des lments intrinsques sur le module et la phase du paramtre S11 10 GHz......... 92 Figure 51.Sensibilit des lments intrinsques sur le module et la phase du paramtre S21 10 GHz......... 93 Figure 52.Sensibilit des lments intrinsques sur le module du paramtre S22 10 GHz........................... 93 Figure 53.Sensibilit des lments intrinsques sur la phase du paramtre S22 10 GHz ............................. 94 Figure 54.Photographie dun transistor de la filire PPH25X 8 doigts de grille ........................................ 94 Figure 55.ExtractiondesparamtresextrinsquesaupointdepolarisationVds=8V,Vgs=-0.4VetIds= 145mA, en fonction de la frquence de 2 40 GHz (1re partie) .................................................... 95 Figure 56.ExtractiondesparamtresextrinsquesaupointdepolarisationVds=8V,Vgs=-0.4VetIds= 145mA, en fonction de la frquence de 2 40 GHz (2me partie) ................................................... 96 Figure 57.Comparaisonmesures( )-modle( )desparamtres[S]aupointdepolarisationVds= 8V, Vgs = -0.4V et Ids = 145mA, en fonction de la frquence de 2 40 GHz (1re partie)............... 96 Figure 58.Comparaisonmesures( )-modle( )desparamtres[S]aupointdepolarisationVds= 8V, Vgs = -0.4V et Ids = 145mA, en fonction de la frquence de 2 40 GHz (2me partie).............. 97 Figure 59.Variations des capacits Cgs et Cgd en fonction des tensions de polarisations instantanes .......... 97 Figure 60.Variations de la transconductance Gm et de la conductance de sortie Gd en fonction des tensions de polarisations instantanes ......................................................................................................... 98 Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Figure 61.Modle non linaire des caractristiques I(V) du PHEMT ............................................................ 99 Figure 62.Rsultats des modifications sur le modle par rapport aux mesures............................................ 101 Figure 63.Ids(Vds) et Ig(Vds) dun transistor 4x75m PPH25X Mesurs sur le banc DIVA puls.................. 104 Figure 64.Comparaisonmesures( )-modle( )ducourantdesortieetducourantdentreen fonction de la tension Vds.............................................................................................................. 105 Figure 65.Comparaisonmesures( )-modle( )delatransconductance(Gm)etdelaconductance de sortie (Gd) respectivement en fonction de la tension Vgs et de la tension Vds pour un Vgs et un Vds constant ........................................................................................................................................ 106 Figure 66.CycledechargechoisidanslerseauI(V)pourreprsenterunfonctionnementenpuissancedu transistor.Lextractiondesvaleursdesdeuxcapacitsnon-linairesCgsetCgdestseulement faite le long du cycle de charge reprsent .................................................................................. 107 Figure 67.ValeursdelacapacitCgsextraitessurlensembledurseauI(V)( )etsuivantlesvaleurs obtenues le long du cycle de charge ( ) .................................................................................. 108 Figure 68.ValeursdelacapacitCgdextraitessurlensembledurseauI(V)( )etsuivantlesvaleurs obtenues le long du cycle de charge ( ) .................................................................................. 108 Figure 69.Cycle de charge estim pour modliser le transistor PPH25X .................................................... 109 Figure 70.Comparaisonmesures( )-modle( )descapacitsCgs(a)etCgd(b)extraiteslelongdu cycle de charge............................................................................................................................. 110 Figure 71.Transforme de Fourrier de Ig(t) .................................................................................................. 111 Figure 72. +dsIen fonction du dveloppement des transistors....................................................................... 113 Figure 73.Erreur en % entre la simulation et la mesure de +dsI ................................................................... 113 Figure 74.Facteur dchelle scaleFen fonction de la largeur de grille ........................................................ 114 Figure 75.Comparaisonmesures( )-modle( )descapacitsCgsextraiteslelongducyclede charge pour 6 transistors de taille diffrente ............................................................................... 115 Figure 76.Comparaisonmesures( )-modle( )descapacitsCgdextraiteslelongducyclede charge pour 6 transistors de taille diffrente ............................................................................... 115 Figure 77.Comparaison mesures( )-modle ( ) du courant de drain Ids dun transistor 12x150 avec uneavalanchedrain-sourcelchelledun12x150(a)etaveclavalanchedutransistorde rfrence (b) ................................................................................................................................. 116 Figure 78.Comparaison mesures ( )-modle ( ) grand signal CW 10 GHz du transistor 12x100m118 Figure 79.Comparaison mesures ( )-modle ( ) grand signal CW 10 GHz du transistor 4x75m119 Figure 80.Architecture de lamplificateur MILEA........................................................................................ 120 Figure 81.Dessin de lamplificateur MILEA 1W........................................................................................... 120 Figure 82.Comparaisondesparamtres[S]delamplificateur :mesurs( ),simulsaveclemodle ( ) et avec la mesure des paramtres [S] du transistor inject dans la simulation ( )..... 121 Figure 83.Comparaison mesures ( ), simulation avec notre modle ( ) et avec le modle PPH25X de la bibliothque UMS ( ) en fonction de la frquence............................................................. 122 Figure 84.Comparaison mesures ( ), simulation avec notre modle ( ) et avec le modle PPH25X de la bibliothque UMS ( ), en fonction de la puissance dentre 14 GHz .............................. 123 Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Figure 85.Caractristiques de sortie dun PHEMT PPH25X 8x100 avec auto-chauffement...................... 136 Figure 86.Transistor mont dans un botier de type BMH60........................................................................ 138 Figure 87.Cellule de test pour BMH60 relie au banc DIVA ....................................................................... 138 Figure 88.La centrale thermique applique une temprature pouvant aller de -80C 250C..................... 139 Figure 89.Mesure du courant de grille en fonction de la temprature ambiante pour Pdiss=0W.................. 140 Figure 90.Mesureducourantdegrilleenfonctiondelapuissancedissipepourunemmetemprature ambiante (22C) ........................................................................................................................... 141 Figure 91.Superposition du rseau I(V) mesur en continu avec le rseau puls 157C........................... 143 Figure 92.Schma du dispositif exprimental ............................................................................................... 144 Figure 93.Agrandissement de la zone mesure par le Raman ...................................................................... 145 Figure 94.Evolution de la temprature mesure en fonction du numro des doigts ..................................... 146 Figure 95.Exemple de discrtisation applique la modlisation dun transistor de type PHEMT ............ 147 Figure 96.Structure 3D du PPH25................................................................................................................ 148 Figure 97.Section et cotation de la moiti dun transistor 12x100 PPH25X................................................ 150 Figure 98.Maillage 3D de la structure PPH25X 12x100.............................................................................. 150 Figure 99.Vue en coupe de la demi-structure maille................................................................................... 151 Figure 100.Zone de dissipation de la chaleur................................................................................................. 152 Figure 101.Zoom sur la vue en coupe dun doigt du transistor ...................................................................... 152 Figure 102.Rpartition de la chaleur dans la structure TV 12x100, avec Tsocle = 27C.............................. 153 Figure 103.Temprature sur lor du transistor ............................................................................................... 154 Figure 104.Analogie thermique lectrique................................................................................................... 156 Figure 105.FormetemporelleduneimpulsionducourantIdslorsdelacaractrisationduntransistoren rgime dynamique (puls) ............................................................................................................ 158 Figure 106.Courant de repos mesur en fonction de la temprature ambiante pour un transistor 12x100 ... 160 Figure 107.CircuitElectrothermiquequivalentpourundispositiflectroniqueconstitudetroismatriaux semiconducteur............................................................................................................................. 160 Figure 108.Circuit thermique ADS pour le transistor PPH25X ..................................................................... 161 Figure 109.Simulation en transitoire du rseau thermique distribu ............................................................. 165 Figure 110.Comportementthermiquedumodlelorsquonappliquelammepuissancesurchaquedoigt correspondant une puissance dissipe globale de 1W............................................................... 166 Figure 111.Mise en vidence du couplage entre les doigts dans ANSYS ........................................................ 166 Figure 112.Reprsentation de la distribution des selfs de via......................................................................... 167 Figure 113.Modle distribu dans ADS du transistor 12x100 PPH25X......................................................... 168 Figure 114.Comparaison du courant de drain diffrentes tempratures ..................................................... 169 Figure 115.Extraction des paramtres intrinsques Cgs et Cgd , en fonction de la temprature...................... 170 Figure 116.Extraction des paramtres intrinsques Gm et Gd, en fonction de la temprature ...................... 170 Figure 117.Extraction des paramtres intrinsques Cds, (Tau) et Ri, en fonction de la temprature ........... 171 Figure 118.Superpositiondunmodleprenantencomptelavalancheparionisationparimpactavecles points de notre tude o sont mesurs les paramtres [S] ........................................................... 172 Figure 119.Comparaison mesures en temprature/modle avec avalanche ( 25C) au niveau du Gd......... 172 Figure 120.Comparaison mesures en temprature/modle avec avalanche ( 25C) au niveau de Cds......... 173 Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Figure 121.Paramtres MSGGet 21H 10 GHz en fonction de la temprature de socle........................... 174 Figure 122.Influence de la temprature sur la frquence de transition.......................................................... 174 Figure 123.Influence de la temprature sur la frquence maximale doscillation.......................................... 175 Figure 124.Paramtres [S] au point (-0.3V ; 6V) en fonction de la temprature ........................................... 176 Figure 125.I(V) pulss trois tempratures diffrentes (-40, 25 et 80C) mais pour le mme point de repos Vgs0 = -0.4V et Vds0 = 8V ............................................................................................................... 177 Figure 126.Courantdegrillemesurenmodepulspourtroistempratures,danslazonedionisationpar impact ........................................................................................................................................... 178 Figure 127.Mesureducourant grilleenfonction deVds pourVgs= -1.4VetVgs=-2.4V,-40,25et80C178 Figure 128.Mesure du courant grille en fonction de Vgs pour Vds = 0V, -40, 25 et 80C......................... 179 Figure 129.Comparaisonmesures-modlesurlerseaudecaractristiquesdesortieIds(Vgs,Vds)trois tempratures diffrentes ............................................................................................................... 181 Figure 130.Comparaisonmesures-modlesurlecourantdegrillelorsquelecanalestpinctrois tempratures diffrentes ............................................................................................................... 182 Figure 131.Evolution de Isgs en temprature, comparaison mesure-modle ................................................. 183 Figure 132.Evolution de Isgd en temprature, comparaison mesure-modle................................................. 183 Figure 133.Evolution de Ngs en temprature, comparaison mesure-modle................................................... 184 Figure 134.Evolution de Ngd en temprature, comparaison mesure-modle .................................................. 184 Figure 135.Comparaisonmesures( )-modle( )descritresdeperformanceenpuissancedun transistor 12x130 m de dveloppement deux tempratures diffrentes ................................... 187 Figure 136.Comparaisonmesures(traitspleins)modles(traitsenpointill)surleparamtreS21de lamplificateur mesur en temprature......................................................................................... 188 Figure 137.Comparaisonducomportementtransitoiredelatempraturedudoigtcentralpourlemodle ANSYSaveclecomportementtransitoiredelatempratureobtenueaveclemodlethermique deux cellules RC........................................................................................................................... 189 Figure 138.Profil de temprature sur le transistor 12x100 lors dune simulation en puissance pour une charge de sortie optimale et pour une frquence de 10 GHz.................................................................... 190 Figure 139.Comparaisonentrelescyclesdechargeintrinsquedudoigtextrieuretdudoigtcentralbas niveau (a) et 1dB de compression (b) ........................................................................................ 191 Figure 140.Mise en vidence du phnomne de gate-lag .......................................................................... 200 Figure 141.Mise en vidence des piges dans les transistors PHEMT........................................................... 201 Figure 142.Mthode de caractrisation pour la mise en vidence des effets de drain-lag ............................. 202 Figure 143.InfluencedelatensiondedrainsuruntransistorPHEMTAsGa8x100m,avecunepuissance dissipe nulle ................................................................................................................................ 202 Figure 144.InfluencedelatensiondegrillesuruntransistorPHEMTAsGa8x100m,avecunepuissance dissipe nulle ................................................................................................................................ 203 Figure 145.MesureIds(Vds)duntransistor12x150aupointdepolarisationVgs0=-1.4VetVds0=8V :(a) rseau entier ; (b) zoom sur leffet kink sur les courbes Vgsi = 1V et Vgsi = 0.6V...................... 205 Figure 146.Avalanche standard du transistor PPH25X.................................................................................. 207 Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Figure 147.Franchissement de la barrire due lhtrojonction par les trous et origine de trois courants : un courantpositifdlectronsversledrainetdeuxcourantsdetrousngatifsverslasourceetla grille. ............................................................................................................................................ 208 Figure 148.MiseenvidenceduphnomnedavalancheparionisationparimpactdansunPHEMTAsGa par des mesures en impulsion....................................................................................................... 209 Figure 149.Caractristiques Ig(Vgs) dun PHEMT double recess de grille et deux plans de dopage....... 210 Figure 150.Courbes en cloche simules avec le modle ................................................................................. 211 Figure 151.Partie relle et imaginaire du paramtre Y22 intrinsque en fonction de la frquence pour Vdsi fix 7V et Vgsi qui varie de -1.2V 1V par pas de 0.1V.................................................................... 213 Figure 152.Conductance Gd statique dun transistor 12x125 Vgs = 1V en fonction de Vds......................... 214 Figure 153.Schma quivalent grand signal impliquant le filtrage de lionisation haute frquence........... 215 Figure 154.Schmas quivalents petit signal (BF) pour calculer Y22............................................................. 215 Figure 155.Partie relle de Y22 Vgsi = 1V et Vdsi = 7V en fonction de la frquence.................................... 216 Figure 156.Comparaisonmesures( ),simulationaveclemodle( )pouruntransistorPPH25X 12x125 m.................................................................................................................................... 217 Figure 157.Comparaison mesures ( ), simulation avec le modle ( ) pour un transistor PPH25X 4x75 m................................................................................................................................................. 217 Figure 158.Comparaison mesures ( )-simulation avec le modle ( ) pour un transistor PPH25X 4x75 m................................................................................................................................................. 219 Figure 159.Variation de Y22 en fonction de la temprature de socle au point Vgsi = 1V et Vdsi = 6V ............. 220 Figure 160.Banc de mesure LPT XLIM Brive................................................................................................. 222 Figure 161.Mesuresdutransistor4x75m3dBdecompressionpourdiffrentesvaleursdimpdancede charge........................................................................................................................................... 224 Figure 162.Mesuresdutransistor10x125m3dBdecompressionpourdiffrentesvaleursdimpdancede charge........................................................................................................................................... 225 Figure 163.Comparaisons2GHzdesmesures(enbleu)parrapportaumodlesansionisationparimpact226 Figure 164.Comparaisons2GHzdesmesures(enbleu)parrapportaumodleavecionisationparimpact226 Figure 165.Comparaisons2GHzdesmesures(enbleu)parrapportaumodle aveclaselfensriesurla source I.I....................................................................................................................................... 227 Figure 166.Lieu des points damplitude maximale pour chaque cycle mesur et simul pour une frquence de 2 GHz............................................................................................................................................ 228 Figure 167.Mesureduncycledechargetraversantlestroiszonesdefonctionnement(zoneohmique,zone sature et zone davalanche) ........................................................................................................ 229 Figure 168.Comparaison 2 GHz des mesures (en rouge) par rapport au modle (en bleu) sans la source I.I231 Figure 169.Comparaison 2 GHz des mesures (en rouge) par rapport au modle (en bleu) avec la source I.I en parallle................................................................................................................................... 231 Figure 170.Comparaison2GHzdesmesures(enrouge)parrapportaumodle(enbleu)aveclaselfen srie sur la source I.I.................................................................................................................... 232 Table des figures Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Figure 171.Performanceenpuissancedesmesuresetdestroismodlessimuls2GHzsurlimpdance de charge 8-30j Ohm......................................................................................................................... 233 Figure 172.Comparaison 4 GHz des mesures (en rouge) par rapport au modle (en bleu) sans la source I.I234 Figure 173.Comparaison 4 GHz des mesures (en rouge) par rapport au modle (en bleu) avec la source I.I en parallle................................................................................................................................... 234 Figure 174.Comparaison4GHzdesmesures(enrouge)parrapportaumodle(enbleu)aveclaselfen srie sur la source I.I.................................................................................................................... 235 Figure 175.Performanceenpuissancedesmesuresetdestroismodlessimuls4GHzsurlimpdance de charge 8-30j Ohm......................................................................................................................... 236 Liste des tableaux Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Liste des tableaux Tableau 1.Tableau des proprits physiques, lectriques et thermiques........................................................... 8 Tableau 2.Tableau des records de Frquence obtenus par les HBT InP ........................................................ 12 Tableau 3.Tableau des points importants de chaque filire ............................................................................ 22 Tableau 4.Vue densemble des performances des filires dUMS................................................................... 23 Tableau 5.Etat de lart des amplificateurs de puissances (1re partie) ............................................................ 24 Tableau 6.Etat de lart des amplificateurs de puissances (2me partie) ........................................................... 24 Tableau 7.Avantages et inconvnients de la technologie mtamorphique ...................................................... 40 Tableau 8.Valeurs des lments extrinsques du transistor PPH25X-1200m............................................... 95 Tableau 9.ValeursdeslmentsintrinsquesdutransistorPPH25X-1200maupointdepolarisationVds= 8V, Vgs = -0.4V et Ids = 145mA....................................................................................................... 95 Tableau 10.Paramtres de lquation et leur rle dans le modle Cobra....................................................... 102 Tableau 11.Valeurs des paramtres de Cgs(Vgs) et de Cgd(Vgd)........................................................................ 110 Tableau 12.Calcul de Rth pour les valeurs de Vgs o se croisent les caractristiques I(V).............................. 143 Tableau 13.Comparaison des rsistances thermiques pour le transistor 12x100 PPH25X suivant les diffrentes techniques danalyse thermique ................................................................................................... 155 Tableau 14.Dfinition de lquivalence des grandeurs thermiques et lectriques .......................................... 156 Tableau 15.Relationsentrelesgrandeursphysiquesetreprsentationducircuitdimpdancethermique quivalente.................................................................................................................................... 157 Tableau 16.Valeurs des diffrentes constantes de temps................................................................................. 159 Tableau 17.Paramtres de la source de courant Ids COBRA modifie............................................................ 185 Tableau 18.Paramtres de la capacit non linaire Cgs.................................................................................. 185 Tableau 19.Paramtres de la capacit non linaire Cgd.................................................................................. 185 Tableau 20.Paramtres de la source de courant reprsentant lavalanche standard..................................... 185 Tableau 21.Paramtres de la source de courant reprsentant lavalanche due ionisation par impact ....... 185 Tableau 22.Valeurs de paramtres extrinsques............................................................................................. 185 Tableau 23.Valeurs de paramtres intrinsques ............................................................................................. 186 Tableau 24.Valeurs finales des tempratures de canal pour chaque doigt du transistor................................ 189 Tableau 25.Comparaison des valeurs maximales de Pout 4 GHz.................................................................. 236 Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGa Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 1 INTRODUCTION GENERALE Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 2 Les contraintes qui psent sur les systmes de Tlcommunications et Radars actuels se durcissentdufaitdelademandeaccrueenbandepassante,enefficacitnergtiqueeten robustesse.Ellesont,enparticulier,unimpacttrsimportantsurlaconceptiondes amplificateursdepuissancequireprsentent,trsfrquemment,lapierredachoppementdu terminal Radio-Frquences. La mise en place de systmes performants requiert une technologie de semiconducteurs offrantdesperformancesentermesdefrquence,puissance,rendementetlinarittoujours plusleves.Danslatechnologiedessemi-conducteursIII-V,ilexisteungrandnombrede structuresdetransistors,toutesdiffrentes,dontlesperformancescorrespondentdes applicationsspcifiquesetundomainedefrquencedonn.Pourlamplificationde puissance hyperfrquence, le HEMT pseudomorphique (PHEMT) surGaAs constitue un des composants privilgis compte tenu de ses performances et de la maturit de la filire. Pour rpondre aux besoins en terme de puissance aux hautes frquences, UMS (United MonolithicSemiconductors)adveloppplusieursfiliresdecomposantsPHEMT conduisantlutilisationdempilementdecouchessemi-conductricesdeplusenplus sophistiquesprsentantuncomportementphysiqueextrmementcomplexe.Latechnologie detransistorPPH25XfutcreloriginepourdlivrerunepuissancedelordredunWatt par millimtre de dveloppement de grille et pour fonctionner en bande X. A sa cration, cette filiretaitdestineauxapplicationsradarsmilitairescarlesPHEMTsAsGaproposentde meilleures performances en terme de bruit. Pour rendre plus facile et moins onreuse la ralisation des circuits MMICs (Monolithic MicrowaveIntegrated Circuits) optimiss pour la gnration de puissance, le concepteur fait appeldesmodlesnonlinairesdetransistorsintgrablesdanslesoutilsdesimulation CAO.Pourtreralistes,cesmodlesdoiventprendreencomptelemaximumde phnomnes physiques propres la technologie. De nombreuses tudes ont dj t effectues surcesujet,XLIMnotamment,maisdanslecadreduneutilisationindustrielledeces modles, la sophistication des quations mises en uvre est souvent peu compatible avec leur implantation dans les simulateurs commerciaux, soit cause de la dure prohibitive des temps de calcul, soit tout simplement parce que les fortes non-linarits mises en jeu conduisent la nonconvergencedessimulateurs,enparticulierdanslecasdamplificateurscomportantun grand nombre de transistors. Des choix et des amliorations sont donc faire au niveau de la Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 3 topologieetdesquationsdumodleafindecomblerleslacunesetdeparfairelaprcision des modles de transistors actuels. Cesmodlisationssontraliseslaidedecaractrisationstellesquedesmesuresde rseaux I(V) et de paramtres [S] pulss. En effet, laspect puls permet dexplorer des zones defonctionnementcritiquesdutransistorsansrisquesdestructifs,permettantalorsune modlisation aboutie. Pour sassurer de la fiabilit de ces modles non linaires, une phase de validation est gnralement ncessaire. UMS est confronte une demande toujours croissante daugmentation de la puissance desortiedanslecadredudveloppementdesesproduitsamplificateurs,cetaccroissement constant des densits de puissance au sein des composants fait de la temprature un paramtre incontournabledanslaconceptiondescircuits.Eneffet,leseffetsthermiquespeuventavoir un impact prjudiciable sur la forme des impulsions radar par exemple. La prise en compte du phnomne dauto-chauffement passe par la dtermination dun circuit thermique coupl au circuit lectrique.La dtermination de la temprature des composants ncessite de recourir destechniquesdecaractrisationspcifiques.Parmielles,lasimulationnumriqueapparat commelamthodeadquatepouruneanalysecompltedesproblmesthermiques.Ceciest dautantplusvraisilonsintresseauxphnomnesdynamiquesdestransitoiresde temprature.Lobjectiffinalestdeprsenterunetudeapprofondieducomportement thermiquedestransistorsdelafilirePPH25Xetdextraireunmodlenon-linaire lectrothermique prcis pour UMS. Pourlagnrationdefortespuissancesauxfrquencesmicroondes,leprincipede fonctionnementcommunestdutiliserdestransistorspolarissdestensionsrelativement importantesetdefairevarierunsignalradiofrquenceautourdecescoordonnesderepos. Uneattentionparticuliredoitalorstreportesurlamodlisationetlacaractrisationde facteurs limitant la gnration de puissance tels que les phnomnes davalanche et les effets depiges.Onapporteraunsointoutparticulierlanalysedescourantsentransparle phnomnedionisationparimpactenintroduisantunehypothsesursoncomportementen hyperfrquence.Lebutrecherchestdecontribuerlexpertisedesolutionsauxniveaux modlisationetcaractrisationpouramliorerlacomprhensiondeceseffetsprimordiaux pour la conception. Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 4 Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 5 CHAPITRE I :LES COMPOSANTS ACTIFS HYPERFREQUENCE Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 6 I. Introduction Lesdispositifslectroniquesmettantenjeudessignauxmicro-ondes,telsqueles tlcommunicationssansfil,limagerieouencorelessystmesradars,ontbesoindansleur chanedetransmissiondelapplication :amplificationdepuissance.Elleapourbut damplifierunenergieradiofrquenceinjecteenentre ;cetteactionnepeuttreralise quepar lapport dune nergie continue. Llment actif cl des circuits amplificateurs est le transistor. Il existe deux grandes familles de transistor : les transistors bipolaires et les transistors effetdechamp(TEC).Ladiffrenceessentiellesetrouvedanslaconfigurationdeleur structure (ou plus simplement, dans le sens de dplacement des lectrons) : verticale pour les bipolaires et horizontale pour les TECs.La demande croissante de circuits de plus en plus performants, c'est--dire fonctionnant desfrquencestoujoursplushautesetcapablesdedlivrerdespuissancestoujoursplus leves,afavorislacrationdesousfamillescommelescomposantsdotsdune htrojonction(HBT,HEMT,etc.)parexemple,et,plusrcemment,ledveloppementde filires technologiques base de nouveaux matriaux semi-conducteurs grand gap comme le GaN ou le SiC. PourbiensituerletransistorPHEMTAsGaparmisesprincipauxconcurrentsnous pouvonstabliruntatdelartdestransistorsutilissenhyperfrquencespuisfaireuntour dhorizondesderniresapplicationsamplificationdepuissancepourmettreenvidenceles spcifications de chaque technologie. Un choix parmi cette grande diversit de techniques doit tre alors ralis pour rpondre au mieux aux attentes du march. Lamodlisationdestransistorseffetdechampconstituelethmeprincipaldenotre tude,biencomprendreleprincipedefonctionnementetlamthodedefabricationdeces transistorssavredoncprimordiale.Unedesnombreusesvoiesltudepouramliorerle fonctionnementdessemi-conducteursverslesfortespuissancesconsistemodifierles caractristiques gomtriques des PHEMT, le but tant de repousser la tension de claquage ou daugmenter la densit de courant. Ladynamiquededveloppementdenouvellesstructuresassociesauxproprits intrinsquesdestransistorsPHEMTsursubstratGaAspermettentdoffrir,enphaseavecla Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 7 demande,desperformancesultimesentermederendementenpuissanceajoute,endensit de puissance et en gain. Ces paramtres constituent les critres de performance principaux de lamplification de puissance. II. Les diffrentes filires technologiques A. Introduction Danslelargeventaildesapplicationslectroniques,ladominationdusiliciumest incontestable.Parcontre,lorsquilsagitdegnrationdepuissanceenhautefrquence,les transistorsPHEMTsetlestransistorsBipolaireshtrojonction(HBT)sursubstratAsGa sontincontournables,ilssontbienimplantsdanscedomainegrcedenombreux indicateurs, comme la largeur de bande interdite, la valeur du champ de claquage ou encore la mobilitdesporteurs,quileursdonnentlapossibilitdtresuprieursausiliciumdansle domaine des hautes frquences. Figure 1.Figure de mrite des diffrentestechnologies damplification de puissance Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 8 Nanmoins, la demandetoujours constante du consommateur en terme dintgration et de performance a permis le dveloppement de nouvelles technologies. On peut remarquer sur lafiguredemriteci-dessuslapparitioncesderniresannesdefilirestrsprometteuses comme les HEMTs GaN et les MESFETs SiC. Unchoixdoitalorstreeffectuentrecesdiffrentesfilirespouroffrirlesmeilleurs compromis en se basant sur les critres physiques et lectriques. SiGeAsGaInPGaN4H-SiCC Nature du Gapindirectindirectdirectdirectdirectindirectindirect Bande interdite Gap (eV) 1.120.661.431.353.393.25.45 Champs lectriques davalanche (V/cm) 3.1051.1054.1054.5.1053.3.1063.1065.6.106 Densit de porteurs intrinsques (cm-3) 1.5.10102.10131.79.1061.3.1071.9.10-108.2.10-91.6.10-27 Permittivit relative r 11.816.211.512.19105.5 Mobilit des porteurs (cm2/V.s) 135039008500540016009001900 vsat (cm/s)1.1070.7.1071.1070.8.1071.5-2.1072.1072.7.107 Conductivit lectrique (S/m) 1.10-42.1.10-41.10-71.2.10-6 6-12.10-21.10-21.10-12 Conductivit thermique (W/cm.K) 1.570.580.540.681.73.720 HtrostructuresSiGe/Si- AlGaAs/GaAs InGaP/GaAs AlGaAs/InGaAs - AlGaN/GaN InGaN/GaN -- Tableau 1.Tableau des proprits physiques, lectriques et thermiques Dans la littrature on trouve beaucoup de nouveaux records en terme de puissance pour les HEMT GaN ou encore de frquence pour les substrats base dInP par contre les filires plusmaturescommelAsGaprsententpeudvolutionsrcentes.Aprsunebrve prsentation de chaque technologie, un bilan sera ralis sur les diffrentes filires proposes parlesfabricantsetlesderniresperformancesobtenuesenrecherche,etunecomparaison Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 9 entrequelquesrsultatsdamplificateursdepuissancessurdiffrentssubstratsseraaussi tablie. B. Prsentation des principaux transistors de puissance 1. Les Transistors Bipolaires Htrojonction (HBT) a. Rappel sur les transistors bipolaires htrojonction Lastructuredutransistorbipolairehtrojonction(notHBT pourHeterojunction BipolarTransistor)quiapparatFigure2estverticalecommecelledutransistorbipolaire, maisralispartirdhtrojonctions.Danscetypedestructure,lestechniquesmodernes dpitaxiepermettentderduireladistancemetteur-collecteurmoinsde0.1m,cequi permetdesperformancesenfrquenceplusleves.Danslemmeordredide,ilest possible de raliser des surfaces dmetteur et de collecteur beaucoup plus importantes, ce qui autorise des courants et par la suite des puissances plus leves. Figure 2.Vue en coupe dun transistor bipolaire htrojonction Lajonctionmetteur-baseestdeprfrencegraduelle,eneffetlacombinaisondune basegapgraduelavecunehtrojonctionmetteur-baseabrupteamlioresensiblementles Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 10 performances.Ladiscontinuitdebandedeconduction(voirFigure3ci-dessous)sertde rampedelancementpourleslectronsdelmetteur.Cesdernierssontinjectsdanslabase avecunenergiecintiqueinitialegaleladiscontinuitdebande.Ilstraversentalorsla base de manire balistique. Figure 3.Notations et diagrammes de bandes du transistor htrojonction dmetteur sous polarisations normales Alors que dans les dispositifs unipolaires effet de champ (HEMT et PHEMT) la grille decommandenadmetquuncourantngligeable,llectrodedebaseduHBTpeuttrele sige dun courant notable d principalement la recombinaison dans la base et linjection deminoritairesdanslmetteur.Legainenpuissancedanslemontagemetteurcommun (c'est--direLmetteurconnectlamasse)sentrouvediminu.Latechnologiedu transistor bipolaire htrojonction aura donc pour premire mission la rduction du courant de base ou, ce qui revient au mme lobtention dun courant de collecteur IC aussi voisin que possible du courant dmetteur IE. Le dispositif sera donc caractris par ses gains en courant : ECII= et BCII= (I-1) Avec S P N EI I I I + + = , R N CI I I + =et S R P BI I I I + + =OIN est le courant dlectrons injects de lmetteur vers la base IP est le courant de trous injects de la base vers lmetteur IR est le courant de recombinaison dans la base IS est le courant de recombinaison dans la Zone de Charge dEspace Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 11 LecourantprincipalestlecourantdlectronsIN,lesautrestermessontdestermes parasites quil est ncessaire de rduire au mieux. Par rapport au transistor bipolaire classique, le dopage de la base est plus grand du fait delhtrojonctionmetteur-baseetainsientranelarductiondelarsistancetransversede la base RB. CetteparticularitoffreuneamliorationdelafrquencedetransitionFtetune maximisation de la frquence maximale de fonctionnement Fmax : ect. . 21F = (I-2) o ec est le temps de transit des lectrons travers lensemble de la structure. B BCtmaxR C 8FF =(I-3) o RB est la rsistance de la base et CBC est la capacit base collecteur. Remarque :attentionlafrquencedetransitiondpendessentiellementdelpaisseur du collecteur car le temps de transit dans celui-ci est prdominant pour ec. LarsistancetransverseRBestcellequeprsentelacouchePaucheminementlatral destrousconstituantlecourantdebaseIB.Ellepeuttrescindeendeuxpartiesdontles consquences sont diffrentes : la premire intresse la portion de la base se trouvant dans la zone active o se manifeste leffet transistor. Elle est responsable de lautopolarisation latrale de lmetteur. La seconde se situe lextrieur de la zone active (rsistance daccs RBB voir Figure2).Elleinfluencelapenteexternedutransistoretsespropritshautesfrquences. Ellepeutgalementconditionnerlespropritsdutransistorenrgimedesaturation.En dautres termes, la rsistance globale RB aura un impact direct sur la valeur maximale du gain en puissance disponible une frquence donne. Par la suite, laugmentation de la puissance passera par loptimisation de lpaisseur du collecteur et de son dopage, en effet ces deux paramtres permettent dtablir un compromis entrelatensiondeclaquagelimitparlavalancheetlecourantcollecteurlimitparleffet Kirk [1]. Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 12 b. Le HBT SiGe LeHBTsurSiliciumgermanium(SiGe)asuscitbeaucoupd'attentiondepuisqueles fabricantsontaffinleursprocessusetontcommencoffrirdeslignesdeproduitssurdes rondellesSiGede8pouces.LestransistorsbipolaireshtrojonctionSiGeonttrouvdes applications dans beaucoup de produits micro-ondes comme dans les terminaux de tlphonie mobileoilspeuventoffrirunrendementlevdengrandepartielafaibletensionde conduction des jonctions grce lapport de germanium dans la base, de plus cest un procd rentableparrapportlAsGaetcestransistorspermettentdobtenirdesperformances inaccessibles sur les plateforme uniquement silicium, malgr la maturit de ce dernier. Audbutdesannes80,cettetechnologieavulejourpouramliorerlestempsde transit des fonctions logiques, en effet les tensions de claquage ne dpassent pas 8V alors que lesfrquencesdetransitionetlesfrquencesmaximalesdefonctionnementatteignent90 GHz. En bande L, le transistor HBT SiGe montre des performances en puissance convenables puissequepourunelongueurdmetteur(WE)de0.9m,lapuissancedesortieatteint 32.4dBmpourungainde12.3dBetunePAE(poweraddedefficiency) de67%[2].Aune frquence de 8 GHz, laconfiguration base-commune, avec un WE de 3m, permet dobtenir lemeilleurcompromis,unepuissancedesortiede27.7dBmpourungainde12.2dBetun rendement en puissance ajoute de 61% [3]. Cette monte en frquence seffectue nanmoins au dtriment des tensions de claquage etdoncdelapuissance.LeprocdSiGeestun candidatpeuprobablepourlesapplications demandant des puissances leves de hautes frquences dutilisation. c. Le HBT InP Dufaitdunegrandemobilitdeslectrons,lessemi-conducteursbasedInP possdentlavantagedepouvoirfonctionnerdesfrquencestrsleves(voirtableauci-dessous). Type de transistorfT (GHz)Ref.fmax (GHz)Ref. InP HBT416[4]755[4] InP HBT (collecteur face arrire = Transferred Substrate ) 300[5]1080[6] Tableau 2.Tableau des records de Frquence obtenus par les HBT InP Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 13 On peut distinguer deux catgories de transistors HBTs sur substrat InP : les transistors simple htrojonction (SHBT) et double htrojonction (DHBT). Dans le cas du SHBT, le collecteur est constitu du mme matriau que la base donc la faible largeur de bande interdite apourconsquenceunetensiondeclaquageVBCEdelordredequelquesVoltssionutilise unmatriaucommelInGaAsparexemple.Pouratteindredesniveauxdepuissancesplus important,ouendautrestermespourrepousserlestensionsdavalanche,lpaisseurdu collecteurataugmentetoutenmaintenantuncertainniveaudedopagedecelui-ci.On obtient donc un courant de sortie important. Les transistors double htrojonction ont t mis au point pour augmenter les tensions declaquage,eneffetonformeunedeuximehtrojonctionenintroduisantdelInPpour constituer le collecteur. La ralisation dun DHBT InGaP a permis datteindre des tensions de claquage de lordre de 40V pour des frquences de coupure denviron 40 GHz [7]. Au niveau industriel, UMS propose une filire HBT InGaP destine aux applications en bandeLetS[8] ;latensiondeclaquageVBCEestdenviron35Vpourungainmaximalen courant de 50. Le graphique (Figure 4) ci-dessous montre les performances en puissance de cettetechnologiepouruntransistordepriphriedmetteurde1800m,polaris VCE0=20V en classe B et une frquence de 3.1 GHz. Figure 4.Performances en puissance de la filire HBT InGaP dUMS en classe B 3.1 GHz pour une priphrie dmetteur de 1.8mm Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 14 d. Le HBT AsGa Parrapportauxcircuitsensilicium,lesavantagesdescircuitsAsGasont :uneplus grandemobilitdeslectrons(pourleschampslectriquesfaibles,cettemobilitestquatre foissuprieurecelledusilicium,cequidiminuedautantlesrsistancesdaccsdes transistors) et un substrat AsGa semi-isolant qui facilite la ralisation des lignes, diminue les pertes et amliore les facteurs de bruit. Pourleshautesfrquencesetlesapplicationsdepuissanceleve,lAsGaadeux inconvnientsprincipaux :ladissipationdepuissanceetlecot.Touslesdeuxsont essentiellementlisauxpropritsintrinsquesdumatriau.LesubstratAsGaestpluscher que le substrat silicium, plus difficile aussi manipuler et possde une plus grande rsistivit thermiquequirendladissipationdechaleurpluscompliquepourdesapplicationsde puissance leve.Le champ lectrique critique, qui est cinq fois plus petit que celui du GaN, est un autre inconvnient. LeHBTapourintrtdtrerapide,depossderunebonnelinaritetunfort rendement.Ilsetrouvesansconcurrencedansledomainedestlcommunicationsetplus particulirement dans le secteur des tlphones cellulaires car il possde, parmi les filires de puissancesmatures,laplusgrossedensitdepuissance(delordrede5W/mm).Encontre partie,ledessindestransistorsHBTrendplusdifficilelaralisationdamplificateurslarge bande ce qui nest pas le cas des PHEMT AsGa. La frquence et la tension de claquage sont lies aux paisseurs des diffrentes couches, ontrouvedanslalittratureuntransistorbipolairehtrojonctionAlGaAs/GaAsqui,pour une paisseur de collecteur de 9m, propose des tensions davalanche leves (BVCE0=106V) pour des frquences FT et FMAX respectivement de 1.16 GHz et 3 GHz [9]. Un compromis est donc tablir entre les frquences et les tensions de breakdown par le biais des paisseurs des couches. e. Les HBTs grand gap Les transistors grand gap, c'est--dire ralis avec des matriaux comme le Carbure de Silicium(SiC),leNitruredeGallium(GaN)ouencoreleDiamant(C),possdentdes propritsphysiquesquileurspermettentdesupporterdefortestensionsetdoncdefortes Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 15 puissancestoutendissipantplusfacilementlachaleurgrceleurforteconductivit thermique. LestravauxralisssurlestransistorsdepuissancedetypeHBTsontencore relativementrares,onprfretudierdestopologiesplussimplesettoutaussiperformantes comme le MESFET pour le SiC et le HEMT pour le GaN. Nanmoins des records en termes de tensions de claquage ont t obtenus sur des transistors HBTs AlGaN/GaN [10]. En effet, une tension VBCE 330 V est obtenue avec un gain en courant ( ) de lordre de 18 pour une densit moyenne de courant suprieure 1KA/cm2, ceci avec une paisseur de collecteur de 8 m.Remarque :lescomposantsralisssurSiCouGaNsontpolarissdestensionsetdes courants levs mais mme avec de trs grandes conductivits thermiques les puissances mise en jeux sont telles quil est lheure actuelle difficile de dissiper la chaleur provenant de ces composants de petites dimensions. Les performances dcrites dans la littrature sont dailleurs souventdescaractristiquesobtenuesenmodepulspourviterlchauffementdes transistors. 2. Les transistors effet de champ a. Les MOSFETs et LDMOS LastructuredebasedutransistorMOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffect Transistor)estreprsentesurlaFigure5.Letransistorestessentiellementconstitudun substrat, gnralement de type p, dans lequel deux diffusions n+ constituent les lectrodes de sourceetdedrain.UnecapacitMOSestralisesurlesubstratentrelasourceetledrain. Llectrode de commande de la capacit MOS constitue la grille du transistor. Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 16 Figure 5.Structure de base du transistor MOSFET canal n SilacapacitMOSgrille-substratestenrgimedinversion(Vg>Vt),uncanalnla surface du semi-conducteur relie la source et le drain. On module ainsi le courant de drain par la tension de polarisation de la grille. Leprincipedefonctionnementdutransistoreffetdechampgrilleisoleconsiste donc moduler, par la tension de grille, la conductivit du canal drain-source rsultant de la couche dinversion cre la surface du semi-conducteur. Cetypedetransistorprsentelavantagedtrerapide,moinssensibleauxeffets thermiquesetdtrecommandparunetension(contrairementauHBTquincessiteune consommationdecourant).Cesavantagessontnanmoinsmineursdansledomainedela puissanceetconcurrencspardesinconvnientssrieuxcommedtrelimitparunefaible tension de claquage ou un faible courant en rgime de conduction. Unedesfiliresdveloppes,pourpallierleslimitesenpuissanceduMOSFET,est celle du LDMOS (Lateraly diffused MOS). Il se distingue du MOSFET par un puits dop p+ (Figure 6) jouant le rle de masse RF entre la source et la face arrire du composant. Figure 6.Vue en coupe dun transistor LDMOS La filire silicium LDMOS a gagn la plus grande part du march des amplificateurs de puissance de station de base aux dpens des composants siliciums bipolaires et des MESFETs AsGa. Le LDMOS offre d'excellents rapports cot/performance dans ce segment. Cependant, sa capacit continuer doccuper ce march savre incertaine, en effet pour lesprochainesgnrationsdesystmesilsetrouveralimitparsafrquencede Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 17 fonctionnement infrieure (frquence dutilisation maximum en bandes L ou S), sa tension de claquagemoinsleveetsaplusfaibledensitdepuissance.Alheureactuelle,Freescale proposedescomposants,pradaptsounon,pourdesapplications3G.Lesfrquences dutilisationcouvrentlabande1805MHz-2170MHzpourdestensionsdalimentation comprisesentre26Vet28V,despuissancescomprisesvoluantde1W120Wetungain allant de 10.2dB 15dB [11]. b. Les MESFETs SiC LavantagedesMESFETsSiCestl'excellenteconductivitthermiquedesonsubstrat. Cependant, la mobilit des lectrons est sensiblement infrieure celle de GaN, qui est li au manque de disponibilit de technologie d'htrojonction dans cette configuration dematriau. Deplus,cessubstratssontcoteuxetlimitsendiamtremaislesMESFETsSiCsontde svres concurrents pour les applications comme les amplificateurs de puissance de station de base pour les systmes de communications sans fil. Figure 7.Vue en coupe du transistor MESFET SiC Le principe du transistor MESFET sera dcrit dans la partie suivante de ce paragraphe. Enjuin2004,H.GeorgeHenryprsentedesrsultatsimpressionnantspartirdun MESFETSiCde4.8mmdedveloppementfonctionnant3GHz[12].CeMESFETse diffrenciedunMESFETclassiqueparlajoutdunspacerde200enSiCnondop entrelecanaletlagrille,minimisantainsilespigesdesurface.Unepremiresriede mesuresgrand signal puls (Figure 8)est effectueavec une polarisationen classe ABavec VgspulseetVdscontinue(duredepulse=200s,rapportcyclique=10%).Cetransistor MESFETSiCdlivrealorsunepuissancedesortiegale21W(soitenviron4.4W/mm), avecunePAEde62%etungainenpuissancede10.6dB.Unedeuximesriedemesures grand signal CW (Figure 9) est effectue avec les mmes valeurs de tensions de polarisation Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 18 maisenmodecontinu.LesperformancesdecetransistorMESFETSiCsontalorsenretrait parrapportcellesobtenuesenconditionpulse.Ildlivretoutdemmeunepuissancede sortie de 9.2 W (soit environ 2 W/mm), avec une PAE de 40 % et un gain en puissance de 7 dB pour une frquence de travail toujours gale 3 GHz. Figure 8.Mesures grand signal dun transistor MESFET SiC de 4.8mm de dveloppement de grille en condition pulse (dure de pulse=200s, rapport cyclique= 10 %) @ 3 GHz Figure 9.Mesures grand signal CW du mme transistor MESFET SiC de 4.8mm de dveloppement de grille @ 3 GHz DetrsbonsrsultatsenbandeXonttobtenusparCreeen2000[13].Bassurun transistor destin la bande S, les auteurs ont diminu la longueur de grille et lev le niveau de dopage dans le canal pour obtenir une puissance de 30.5W en sortie 9.7 GHz en mesures pulses (pour saffranchir de la thermique) Vds0=50V et Vgs0=-5.5V.Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 19 LespcialisteamricainCreeResearchcommercialiseaujourdhuidestransistors MESFETsSiCcapablesdatteindre,jusqu2.4GHz,despuissancesdesortiede50Wau P1dB avec des rendements de 55% et des tensions de drain de fonctionnement de 48V [14]. c. Les HEMTs GaN Le nitrure de gallium (GaN) fut tudi pour la premire fois dans les annes 1970 puis abandonnenraisondesdifficultsdesynthse.Danslesannes90,sousl'impulsionde groupesjaponais,dontnotammentS.NakamuradelasocitNichia,desprogrsnormes furentralisssurlasynthsedesnitruresdegallium.Cesprogrsrapidesontstimulun effort extraordinaire dans le monde entier sur ce thme et ont port ces matriaux un degr dematuritsuffisantpouruneindustrialisationdemassedansledomainedesdiodes lectroluminescentes.Ilfaudraattendrelafindesannes90pourtrouverlespremiers rsultats convaincants en compromis puissance/frquence. En effet, lutilisation de matriaux grandelargeurdebandeinterditecommeleGaNconstitueunaxeprometteurpourle dveloppementdesystmesdetlcommunicationsetdetransportsmettantenjeudes niveaux de puissance levs dans le domaine des hyperfrquences [15]. Les grandes tensions declaquage,lesvitessesdesaturationetlesmobilitslevesdeslectronsdansGaN constituent un avantage majeur avec cependant une difficult : lhtropitaxie est ncessaire dufaitdelabsencedesubstratenaccorddemaille.Danscecontexte,leslaboratoireset industriels se concentrent sur les composants de type HEMT AlGaN/GaN qui tirent avantage deseffetsdechamppizolectriqueinterne.Cedernierconduitauconfinementdungaz dlectronsdanslecanalGaNlinterfaceaveclabarrireAlGaNavecdesdensitsde chargestrsleves,mmeenlabsencededopageintentionnel,etdesmobilits lectroniques nettement suprieures celles releves dans le matriau GaN massif. LespropritsdumatriauNitruredeGalliumsontrcapitulesdansleTableau1,on peutnoterquelesHEMTsGaNpossdentgalementunetransconductanceplusleve,une plus grande conductivit thermique et une frquence de coupure plus importante. Nanmoinsladifficultduprocdintroduitunequantitnonngligeabledimpurets oudedfautsdanslerseaucristallinetensurfacequidgradentlesperformancesdes transistors.Cesimpuretsgnrentdestatsnergtiquesquipeuventtreoccupspardes porteurs dans la bande interdite du matriau semi-conducteur. Ces porteurs sont alors retenus Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 20 pendant un temps t dans ces niveaux d'nergie, et ne peuvent pas participer la conduction ; cest pour cette raison quon les appelle aussi piges. Figure 10.Vue en coupe du transistor HEMT AlGaN/GaN LatechnologieGaNcommencedevenirincontournable,lesindustrielsetles laboratoiresuniversitairessonttousimpliqusdansdesactionsliesaudveloppementde cettetechnologie,en2007lespublicationsetarticlesautourduGaNsontlesplusfrquents car des records de puissances sont rgulirement atteints par ces types de transistor. Pour les applications bande S, Eudyna Devices a atteint un record de puissance en 2007 [16] avec un seul transistor HEMT dlivrant 912 W 2.9 GHz. Des dveloppements rcents surSilicium,substrataucotnettementplusabordableetdontlaconductivitthermique voisinedecelleduGaNconstitueunautreavantage,danslecadredunecollaboration contractuelleavecDaimlerChrysleretlaDGA(DirectionGnraledesArmes)tablitun nouvel tat de lart pour cette filire en obtenant des densits de puissance de 6.6 W/mm 2 GHz[17]et3W/mm8GHz.NitronexprsentedestravauxsuruntransistorHEMTGaN (sur substrat Si(111)) avec une densit de puissance de 10 W/mm 2.14 GHz en mode puls [18]. EnbandeX,Triquintobtient,toujourssursubstratSi,7W/mm10GHzpourune polarisation de 40V en Vds [19] et LIAF (laboratoire Allemand) sur substrat SiC propose une technologie fournissant 10 GHz une puissance de sortie autour de 37 dBm avec une PAE de 32.5 %, un gain de 13.2 dB un Vds de 35 V [20]. Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 21 Cesperformancesexceptionnellesonttoutestobtenuesaveclajoutdune mtallisation de grille, appele field plate ou overlapping gate (voir Figure 11), situe au-dessusdelacouchedepassivationducomposant.Cesstructuresfieldplatepermettent daugmenter les densits de puissance. Figure 11.Section dun HEMT AlGaN/GaN de NITRONEX avec un source field plate (SLP) [18] Cette mtallisation au-dessus de la couche de passivation permet de modifier le profil de ladistributionduchamplectriqueduborddelagrillecotdrainetderduirelepicdu champ lectrique critique, augmentant ainsi la tension davalanche. CREE propose mme un double field plate [21], c'est--dire en plus de la mtallisation prcdente,lacompagnieamricaineoptimiselaformedelagrilleetlesmatriauxquila composentafinderduirelarsistancedegrilletoutenoffrantlameilleurdistributionde champ lectrique possible et ainsi amliorer les performances. LatechnologieGaNrestelheureactuelleencoursdedveloppement,nanmoins quelques socits comme CREE et SOITEC ont commenc proposer des wafers GaN, tout en continuant leur production de wafers SiC beaucoup plus matures. d. Les PHEMTs AsGa LetransistorPHEMTAsGaestlheureactuellelecomposantphareconcernantla conception damplificateurs de puissance MMIC. Il est plus performant en bruit, en puissance etpermetdallerplusloinenfrquence,deplusdurantcesderniresannes,lestensions davalanche ont t fortement augmentes, permettant ainsi de polariser les transistors effet dechampavecdestensionsdedrainsuprieures20V[22][23][24],enrevancheilest limit par la mauvaise conductivit thermique de LAsGa. Nous rentrerons plus en dtail sur le mode de fonctionnement du PHEMT dans le paragraphe suivant. Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 22 e. Rcapitulatif Letableauci-dessousrcapitulelespointsfortsetlespointsfaiblesdesfiliresde puissance. LDMOS HBT SiGe MESFET AsGa HEMT InP PHEMT AsGa HBT AsGa MESFET SiC HEMT GaN FT-++-+++++-- FMAX-+++++++-- NFMIN-++++++-++ Linarit-+++++++++++ Gain+++-++++++ Tension de claquage +-++-++++++++++ Rendement+++++++++++++ Commutation++++++--- Thermique+++----++ Prix+++++----- Tableau 3.Tableau des points importants de chaque filire f. Etat de lart des transistors dUMS UMS(UnitedMonolithicSemiconductors)estunfabricantdecomposantsemi-conducteurenArsniuredeGalliumstratgiquepuisquilestleleadersurcemarchen EuropeetquilestissudunecollaborationentrelAllemagne(EADS)etlaFrance (THALES), qui sont ses actionneurs majoritaires. LesfilirestechnologiquesdveloppesparUMSsontdestinesauxmarchs :des Tlcommunications(LMDS,VSAT),duspatial(Satellitedecomunication),deladfense (Radars,communicationsmilitaires),delautomotive(Radar77GHzpourlautomobile)ou de lISM (les bandes de frquence ISM ne sont pas soumises des rglementations nationales etpeuventtreutiliseslibrementpourdesapplicationsIndustrielles,Scientifiqueset Mdicales, par exemple le W-LAN). Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 23 LeTableau4ci-dessouspermetdevisualiserlensembledesfilirestechnologiques dUMS et leurs performances. Les filires technologiques PH25PH15PPH25PPH25XPPH15HB20PHP07BES Application Faible bruit Faible bruit PuissancePuiss.Puiss.Puiss.Puiss. Frquence leve Composant actif PHEMTPHEMTPHEMTPHEMTPHEMTHBTMESFET Diode Schottky Densit de puissance (mW/mm) 2503007009006003500400- Longueur de grille (m) 0.250.150.250.250.15 2m larg. metteur 0.71 Id (Gm max) (mA/mm) 200220200170300-300- Ids/Ic sat (mA/mm) 5005505004506000.3450- Tension de claquage (V) >6>4.5>12>18>8>16>1420>91248 2006 [28]Georgia Institute of Technology HBT SiGe Hybrid cascode 0.1421.426418.510.5 2007 [29] Northrop Grumman Space Technology HEMT InP 4 tages>0.02>139.5251761912 2006 [30]UMS HBT GaInP/GaAs 2 tages1140.5>41198.810.69 2007 [31]Raytheon RF components PHEMT GaAs 3 tages3-4>34.7>1819-2342466 2006 [32]Department of Electrical Engineering Taiwan PHEMT GaAs 4 tages104033409.110.78 2007 [33]UMS PHEMT GaAs 3 tages233.520245188 2007 [34] Tableau 6.Etat de lart des amplificateurs de puissances (2me partie) III. Principe de fonctionnement des transistors effet de champ AsGa A. Historique et gnralits En 1952, W.Shockley [35] introduit le premier le principe du transistor effet de champ (TEC ou FET pour Field Effect Transistor). Il proposait un nouveau type de composant semi-conducteurqui,contrairementautransistorbipolaireolesdeuxtypesdeporteurs interviennentdanslefonctionnement(leslectronsetlestrous),taitunipolaire.Dansces Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 25 dispositifs,lesporteursresponsablesdeleffettransistorsontleslectronscarilsprsentent les meilleures proprits de transport : mobilit, vitesse et coefficient de diffusion. Le principe du TEC est le contrle du courant dans un barreau semi-conducteur l'aide de deux tensions. Eneffetsionconsidreunbarreausemi-conducteuravecunedensitvolumiquede porteurs (lectrons) n, le courant scrit : ( ) ( ) ( ) x S x v x n q I = (I-4) Ovestlavitessedesporteursquidpenddelatensionappliquentrelasourceetle drain. Le principe de leffet de champ est de moduler la conductivit de la zone drain-source l'aide du champ lectrique transverse, on distingue plusieurs faons dobtenir ce phnomne : Par modulation de la section du barreau S(x), cest le principe des JFET (jonction PN) et des MESFET (jonction MEtal Semiconducteur). Par modulation de la densit de porteurs n(x), cest le cas des HEMT et des PHEMT. Ilfautattendreledbutdesannes70pourvoirlarrivedespremierstransistors ralisssursemi-conducteursIII-V.LestravauxdeMead[36]en1966quiproposade remplacerleSiliciumparlArsniuredeGalliumpuisBaechtold[37]en1973permettaient lapparitiondestransistorsMESFETs(MEtalSemi-conductorFieldEffectTransistor)sur substrat AsGa, il sagissait de transistors effet de champ grille mtallique Schottky. Danslesannes80,lesprogrsralissdansllaborationdematriaux,dansla technologie de fabrication et dans les structures semi-conductrices ont vulmergence dune nouvellegnrationdetransistorseffetdechamps,ditshtrojonction(LesHFETspour HeterojunctionFieldEffectTransistor).Eneffet,en1980,leslaboratoiresderecherchesde Thomson-CSFetFujitsuprsententuntransistoreffetdechampsbassurune htrostructure GaAlAs/GaAs [38][39]. Ce dispositif est baptis TEGFET (Two Dimensional ElectronGasFieldEffectTransistor)Thomson-CSFetHEMT(HighElectronMobility Transistor) chez Fujitsu. Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 26 LeprincipedebaseduTEGFET(ouHEMT)consistesparerspatialementles porteurslibresdesdonneursionissdontilsproviennent[40].LastructureduTEGFETest ralise de manire intercaler dans un MESFET GaAs une couche mince de GaAlAs dop n entrellectrodemtalliqueetlacoucheactivedeGaAsnondop.Ainsi,enraisondes diffrencesdaffinitlectroniqueentreleGaAsetleGaAlAs,leslectronslibrsparles donneurssitusdansleGaAlAssethermalisentdanslabandedeconductiondeGaAsau niveaudelhtrojonctionGaAs-GaAlAs.DansleGaAsnondop,ceslectronsontune grande mobilit, en raison de labsence dions donneurs dont on connat limportance dans les phnomnesdediffusion.CeslectronslocalisslinterfaceGaAs-GaAlAsconstituentun gazdlectronsdeuxdimensions.Laconductanceducanalainsiconstituestcommande par la grille. Par la suite, afin de satisfaire aux besoins sans cesse croissants de monte en frquence, lidedebasetaitdintroduiredanslastructureduHEMTunmatriaufaiblegap (lInGaAs)autorisantuneplusgrandemobilitdesporteurssouslactiondunfortchamp lectrique. Cette diffrence technologique en matire dpitaxie a donc donn naissance un nouveau type de transistor htrojonction : le HEMT Pseudomorphique (PHEMT). B. Le transistor de type MESFET Le principe de fonctionnement d'un transistor effet de champ grille Schottky de type MESFET est bas sur la modulation de la conductance entre deux contacts ohmiques source et drain, par l'action lectrostatique de la grille qui joue le rle d'une lectrode de commande. La variation de cette conductance est proportionnelle au nombre de porteurs libres dans lecanal,etdoncaucourantentresourceetdrain.C'estl'effetd'amplificationtransistorqui permet de transformer un faible signal appliqu sur la grille en un signal plus fort rcupr sur le drain. 1. Principe du contact mtal-semi-conducteur (Modle de Schottky) Pour une premire approche, nous allons supposer que les surfaces respectives des deux matriaux en contact sont parfaites et en particulier dpourvues dtats dinterface. Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 27 LapplicationdesrglesdAndersonpermetlaconstructiondudiagrammedesbandes delhtro-barriremtal-semi-conducteur.LaFigure12illustrelastructuredunetelle barrire au repos. a) matriaux spars b) matriaux en contact Figure 12.Formation de la barrire mtal-semiconducteur dans le modle de Schottky On remarque la dfinition de la hauteur de barrire B (vue par les lectrons du mtal) et de la barrire de diffusion D (vue par les lectrons du semi-conducteur SC). Onnotelaconservationduniveauduvideetlgalisationncessaire,ausens thermodynamique,duniveauxdeFermi.Onappellehauteurdebarrire,icipourles lectrons, la quantit B=m-Xs, o Xs est appel affinit lectronique du semi-conducteur et Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 28 mestdfinicommelnergiedextractiondumtalcest--direlintervallednergie sparantleniveaudeFermietleniveaudelibrationdeslectrons.Silesemi-conducteur nest pas dgnr, la densit des lectrons y est plusieurs ordres de grandeur plus faible que dans le mtal. A limage dune jonction trs dissymtrique, la barrire pntre fort peu dans le mtaletlessentieldelacirculationduchamplectrostatiqueseffectuedanslesemi-conducteur. Lavariationdupotentiellectrostatiqueestdoncessentiellementreprsenteparla courburedesbandesdusemi-conducteurdontlamplitudeestD=M-Xs- encoreappel potentiel de diffusion. Leslectronsdiffusentdoncdusemi-conducteurverslemtaletentranentainsides modificationsnergtiquesdanschacundesmatriaux.DansleSCsecreunezone dpeuplesuruneprofondeurW.OnlappelleZonedeChargedEspace.Danslemtalil apparat une accumulation dlectrons linterface. Acettedoublechargedespacesontassocisunchamplectriqueetunetensionde diffusion Vd qui quilibrent les forces de diffusion, dterminent ltat dquilibre et fixent la distance W lorsque Vd atteint la valeur de la hauteur de barrire B. Lorsquonpolariselastructuremtalsemi-conducteurparunetensionextrieureVe ngative,labandedeconductionduSCestabaisse,cequiaugmentelahauteurdebarrire qui sopposait la diffusion des lectrons. Lquilibre est rompu entranant ainsi la reprise du processus de diffusion sur une profondeurW>W. Un nouvel quilibrestablit lorsqueVd atteint la valeur (-Ve) + B. Figure 13.Jonction Schottky : en a) polarise en inverse ; en b) polarise en directe Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 29 SiVeestpositive,labandedeconductiondusemi-conducteurslve,lacourbure diminue.LpaisseurWserduitetleslectronsdiffusentduSCverslemtaldonnant naissance un courant I du mtal vers le SC. LabarriredeSchottkyestllmentessentielquipermet,parlintermdiairedela profondeur de sa zone de charge despace, le contrle du courant dans le transistor MESFET AsGa. La rapidit avec laquelle la variation de cette charge despace est obtenue est lune des clefs de la rapidit de ce composant. 2. Le transistor MESFET Le MESFET (MEtal Semi-conducteur Field Effect Transistor) est le premier composant ralissurAsGa.IlcomporteleplussouventunecoucheactivedetypeN,ralisesur substratsemi-isolant(SI),deuxcontactsohmiques(sourceetdrain)etunegrillemtallique dposeentresourceetdraindansdesconditionscrantunebarriredeSchottkyvue prcdemment. Figure 14.Vue en coupe de la structure du MESFET Enfonctionnementnormal,lagrilleestgnralementpolarisengativement(Vgs0).Laprsencedu contactSchottkycreunezonedpeupledeporteurslibressouslagrille.Laconcentration deslectronsmobilesestdoncmaximaledanslafractionrestantedelacoucheconductrice appelecanalconducteur.Eneffet,lorsquonappliqueunetensionVdspositive,unflux dlectrons traverse le canal de la source vers le drain correspondant un courant Ids dans le Chapitre I : Les composants actifs hyperfrquence Contribution la modlisation non-linaire de transistors PHEMT AsGaPage 30 sensinverse.Or,lasectionducanalconducteurdisponibleestlimitea-d.Siondiminue Vgs, lpaisseur d augmente. Par consquent le courant Ids diminue. Lorsque d atteint la valeur a,lecanalestpincetIdssannule.Onsetrouveainsienmesuredecontrlerlepassagedu courant de sortie par la commande de grille. Remarque :Onsaperoit,surlaFigure14,quelaprofondeurdelazonedsert(ZCE)est plusimportanteducotdrainqueducotsource.LpaisseurcotSourcesexprimepar lquation suivante : ( )21BdsourceVgsqN2d

= (I-5) Alors que cot drain : ( )21BddrainVgdqN2d

= (I-6) avecVds Vgs Vgd = . Or on a Vds>0 et Vgs1.SiK