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Semestre 1 – TP Electronique Analogique

1

Travaux pratiques

Electronique Analogique

Semestre 1

SOMMAIRE

TP1 - DECOUVERTE DES APPAREILS DU LABORATOIRE .................................................... 2

TP2 : ETUDE DE L’AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME LINEAIRE .......................31

TP3 : AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL – APPLICATIONS NON LINEAIRES ........................41

TP5 : DIODES : CARACTERISTIQUES ET APPLICATIONS ..................................................45

TP6 : ALIMENTATIONS DE TENSION LINEAIRES ..............................................................52

TP7 : CARACTERISTIQUES DU TRANSISTOR BIPOLAIRE ..................................................63

TP8 : CARACTERISATION D’UN AMPLIFICATEUR EN CLASSE A .........................................69

Mini-projet

TP4 : GENERATEUR D’IMPULSION DE LARGEUR VARIABLE

TP9-10 : AMPLIFICATEUR AUDIO-FREQUENCE EN CLASSE LINEAIRE

Les sujets seront communiqués ultérieurement


2

TP1 - DECOUVERTE DES APPAREILS DU LABORATOIRE

Cette séance a comme premier objectif de faire de découvrir les appareils de base du

laboratoire et de rappeler quelques techniques et protocoles de mesures de base. Elle

présente deux parties :

- La partie 1 est centrée sur la fabrication de signaux, leur visualisation à l'oscilloscope

analogique puis leur caractérisation par la mesure de leur valeur moyenne et de leur valeur

efficace.

- La partie 2 est consacrée à l'étude expérimentale des quadripôles élémentaires RC et

CR, réponse harmonique, régimes transitoires ...

Remarque : Il est nécessaire de se référer aux nombreuses annexes fournies à la fin du

manuel. Elles fournissent des informations complémentaires importantes sur les

appareils et les méthodes de mesures, auxquelles il conviendra de se référer le plus souvent

possible.

L’annexe 1 décrit le fonctionnement de l’oscilloscope.

L’annexe 2 donne les caractéristiques les plus communes des générateurs de fonction.

L’annexe 3 rappelle les définitions de la valeur moyenne et de la valeur efficace.

L'annexe 4 millivoltmètre alternatif. dBmètre.

L'annexe 5 rappelle les méthodes de mesure de déphasage.


3

I Rappels sur les circuits linéaires. Exercices A PREPARER 1) Exercice

On considère le circuit de la figure 1 ci-dessus avec E = 15V ; R1 = 10kΩ ;

R2 = 100kΩ; R3 = 47kΩ ; R4 = 3kΩ et C = 4,7µF.

a) Pour t < 0 , l'interrupteur K est fermé. Que vaut la tension v(t) ?

b) A l'instant t = 0, on ouvre K. Etablir l'expression de v(t).

c) tracer v(t) pour 0,1s < t < 2s

Figure 1

2) Exercice

Calculer les valeurs moyennes et efficaces des signaux décrits dans la partie

expérimentale II.

3) Filtre passe-bas du premier ordre. Intégrateur.

On considère le circuit RC de la figure ci-contre, assimilé à un quadripôle réalisant un

traitement analogique sur le signal tension d'entrée u1(t) et donnant comme résultat le signal

tension u2(t).

Figure 2


4

a) Réponse harmonique

On applique e(t) = ê cos(ω.t) avec pulsation variable. On adopte la notation complexe.

Etablir l'expression de la fonction de transfert (isochrone) : H(jω) = U2(jw)U1(jw)

La mettre sous forme canonique (normalisée) : H(jω) = K

1 + j ww0

A.N. : R = 10kΩ et C = 10nF .

Quelle(s) est (sont) la (les) fréquence(s) de coupure à -3dB ? Nature du filtre, ordre ?

Tracer son diagramme de Bode et le diagramme asymptotique (Préciser la valeur des

pentes)

b) Réponse indicielle.

On considère e(t) = E. u(t) avec u(t) la fonction échelon unité de Heaviside et u2(t) = 0

pour t <0.

Etablir l'expression du signal u2(t)

Quelles sont ses valeurs aux instants t = τ, 3τ et 5τ ?

Montrer que le temps de montée (de 10% à 90% de l'excursion) s'écrit tr > 2,2 τ.

Etablir une relation entre tr et fc.

c) Intégrateur.

Un quadripôle effectuant une opération d'intégration sur un signal d'entrée ue(t) donne en

sortie us(t) = K ⌡⌠0

t. ue(τ) d τ.

Il peut être caractérisé par sa fonction de transfert qui s'écrit (notation symbolique ou

Laplace) : H(p) = Us(p)Ue(p) =

Kp .

Montrer que le circuit R-C réalise en régime harmonique ( p = jω ) une assez bonne

intégration sur toutes les harmoniques du signal appliqué au-delà d'une fréquence F1 telle

que F1 > 10.Fc .

Application : On considère ue(t), un signal carré alternatif (<ue(t)> = 0), d'amplitude E et

de fréquence fondamentale F0 >> F1.

Etablir l'expression de us(t) en particulier la valeur de son amplitude.


5

Complément : On donne le développement en série de Fourier d'un signal carré

t

X(t)

0

T/2

T

A

A

X t At t t

nn t

n( )cos cos cos . . .

( )cos( ) . . .

=− + +

+−

−− +

⎡

⎣

⎢⎢⎢

⎤

⎦

⎥⎥⎥

413

315

51

2 12 1π

ω ω ω

ω

4) Filtre passe-haut du premier ordre. Différentiateur.

On considère le circuit CR de la figure 3 ci-dessous assimilée à un quadripôle réalisant

un traitement analogique du signal sur le signal tension d'entrée u1(t) et donnant comme

résultat le signal tension u2(t).

Figure 3

a) Réponse harmonique.

Etablir l'expression de la fonction de transfert isochrone H(jω) = U2(jω)U1(jω) sous forme

canonique (normalisée).

A.N. R = 2,2kΩ et C = 0,1µF.

Tracer son diagramme de Bode et le diagramme asymptotique (Préciser la valeur des

pentes)

Quelle(s) est (sont) la (les) fréquence(s) de coupure ? Nature du filtre, ordre ?

b) Différentiateur.

Un quadripôle effectuant une opération de différentiation sur un signal d'entrée ue(t)

donne en sortie us(t) = K ddt ue(t) Il peut être caractérisé par sa fonction de transfert qui

s'écrit : H(p) = Us(p)Ue(p) = K p.

Montrer, d'après l'étude harmonique, que le circuit C-R réalise une différentiation sur

toutes les harmoniques du signal de fréquence inférieure à F1 telle que F1 < Fc/10.


6

Application : Pour différentier un signal périodique ue(t) est de période T0 (de

fréquence fondamentale F0), pouvant avoir une valeur moyenne non nulle, celui-ci devra

avoir l'ensemble de ses harmoniques différentiées, c'est à dire avoir la borne supérieure de

son support spectral inférieure à F1.

Malheureusement son spectre pourra présenter une infinité de raies qui ne pourront

pas toutes être différentiées. Certaines (les basses fréquences) seront différentiées alors que

d'autres (les hautes fréquences) dans la bande passante du filtre passe-haut seront

transmises.

Cependant si leur amplitude décroît, on peut raisonnablement les négliger au-delà d'un

certain rang N selon un critère arbitraire qui conditionnera la qualité de la différentiation.

Exemple : Différentiation d'un signal ue(t) triangulaire alternatif (<ue(t)> = 0),

d'amplitude E et de fréquence fondamentale F0 << F1 .

D'après le développement en série de Fourier, voir complément plus loin, on voit que

l'amplitude des harmoniques décroît en 1/(2k+1)2 , 2k+1 étant leur ordre.

Question : Combien d'harmoniques faut-il considérer pour prendre en compte 99% de

l'énergie du signal ?

Pour répondre on utilise le théorème de Parseval (somme des puissances) qui dit que :

U2eff = U2

0eff + U21eff + U2

2eff + ..... U2neff + ....

avec ici : U0 = <Ue(t)> = 0

D'où l'équation U Uieff eff

N2 2

1

0 99>∑ , qui permet de déterminer le rang N des raies

significatives avec l'aide d'une calculette. En déduire N.

Conclusion : Pour différentier correctement le signal triangulaire alternatif avec la

circuit CR de la figure 2, il faut que son fondamental F0 soit tel que : N.F0 < F1 soit F0 <

Fc/(10.N)

Etablir alors l'expression de us(t) en particulier, déterminer la valeur de son amplitude.

Complément : Développement en série de Fourier d'un signal triangulaire

t

X(t)

0

T

A

X t At t t

nn t

( )cos cos cos ...

cos ...=

+ + +

+ +

⎡

⎣

⎢⎢⎢⎢

⎤

⎦

⎥⎥⎥⎥

819

3 125

5

12

2

π

ω ω ω

ω, n impair


7

II Travaux pratiques : Caractérisation expérimentale des signaux.

Pour chaque forme d'onde des signaux tensions proposés :

- signal sinusoïdal alternatif : A = 4 V, moyenne nulle V0 = 0

- signal sinusoïdale non alternatif A = 4V ; V0 = 3V

U

V0 A

A

0 T/2 T t

A: amplitude crête

A = 3 V

Vo = 0 V

- signal train d'impulsions carrées positive. Pour le rapport cyclique α on prendra α=25%

par exemple (ou une autre valeur car sur certain GBF α = 25% n'est pas réalisable).

TH

0 αT T

U

A

t

A = 8 V

α = 0,25

a) Fabriquer le signal avec les générateurs disponibles. Vérifier l'allure de la forme

d'onde, sa fréquence… à l’aide de l’oscilloscope.

b) Mesurer : sa valeur moyenne Umoy = Uavg, sa valeur efficace Ueff = URMS à l’aide des

différents voltmètres disponibles, et avec l'oscilloscope. pour les fréquences f= 1kHz et f =

100kHz.

Calculer les valeurs Umoy et Ueff théoriques

c) Consigner les mesures dans un tableau compléter par les valeurs théoriques.


8

Discussion.

Les appareils utilisés sont-ils adaptés au signal mesuré ?

Sinon, quelle grandeur mesurent-ils ?

Commenter les résultats en fonction du choix du calibre, de la bande passante de

l’appareil de mesure, ainsi que du niveau du signal issu du générateur.

Complément (Mesure facultative) : Certains appareils disposent d'une échelle en dB

pour les valeurs efficaces (voir annexe 4).

Mesurer en dBu (ou dBV) la valeur efficace du signal à la fréquence 1kHz. Compte tenu

de la valeur mesurée au §1 quelle est la tension U0 de référence et l'impédance de référence

R0 de l'appareil.

III Etude des circuits RC et CR. Dans cette partie nous allons mettre en évidence expérimentalement quelques

propriétés des circuits RC et CR étudiées dans la préparation théorique, partie I

1) Filtre du premier ordre : circuit R-C

Le circuit est représenté sur la figure ci-dessous, avec R = 10kΩ et C = 10nF.


Faire le câblage avec U1 délivrée par le générateur sinusoïdal (GBF). Connecter

l'oscilloscope en bicourbe sur U1 et U2, le dBmètre en U2.

Observer U2 en balayant rapidement la fréquence pour connaître la nature du filtre,

en déduire la zone où l'amplitude est constante.

Repérer grossièrement la fréquence de coupure à partir de laquelle U2 varie.

Vérifier que U1 est constante (en amplitude). Cette évaluation rapide va permettre de

choisir les échelles en amplitude et en fréquence du plan de Bode pour par exemple placer Fc

dans la 2ème décade du papier semi-log.

Repérer aussi HdB max.

Effectuer les mesures nécessaires au tracé des courbes de réponse de gain de phase.


9

Remarque : Choisir des fréquences en progression géométriques (répartition linéaire

en échelle log) et avec peu de points dans les zones où l'amplitude varie peu, mais plus

autour de Fc de façon à avoir une courbe précise mais pas trop longue à construire. Aller au

moins à une décade au-delà de Fc (10xFc)

Détermination de Fc

Tracer le diagramme de Bode.

Prendre une échelle en dB de l'ordre de 2 dB/cm (ou 1 dB) pour que la courbe ne soit

pas trop écrasée mais qu'elle tienne sur le papier jusqu'à 1 ou 2 décades au-delà de Fc.

Comparer les résultats avec l'étude théorique.

b) Réponse temporelle.

• Comportement intégrateur : u1(t) est un signal carré alternatif (<ue(t)> = 0), avec

U1,pp = 20 V (valeur peak to peak, ou crête à crête) de fréquence fondamentale F0 >> F1

Relever les oscillogrammes u1(t) et u2(t). Comparer à la théorie.

• Filtrage

On choisit le même signal avec une fréquence fondamentale F0 à l'intérieur de la bande

passante du filtre R-C ( F0 < Fc). F0 = Fc/3; une partie des harmoniques sont dans la bande

passant les autres sont atténuées. On n'a plus un signal intégré mais un signal dont les

fronts sont allongés (hautes fréquences filtrées).

Choisir F0 telle que le régime transitoire ait le temps de s'achever (T > 5RC). Mesurer

le temps de réponse tr (temps nécessaire pour passer de 10% à 90% de l'excursion).

Comparer à la valeur tr = 0,35Fc caractéristique d'un circuit du premier ordre.

Conclusion.

2) Circuit C-R

Le circuit est celui de la figure ci-dessous avec R = 2,2kΩ et C = 0,1µF.


10


Effectuer les mesures nécessaires au tracé de la réponse harmonique sur un diagramme de

Bode.

b) Réponse temporelle. Différentiateur.

u1(t) est un signal triangle alternatif (<u1(t)> = 0), avec U1,pp = 20 V(valeur peak to peak, ou

crête à crête) de fréquence fondamentale F0 = F1/N .

Relever les oscillogrammes u1(t) et u2(t). Comparer à la théorie.

Semestre 1 TP Electronique Analogique

- 11 -

Annexe 1 : Oscilloscope

I Principe 1° Système de visualisation

Les courbes sont visualisées sur l’écran d’un tube cathodique qui devient lumineux au point

d’impact d’un faisceau d’électrons.

Ce tube cathodique se compose de 3 parties essentielles :

- Le canon à électrons, comportant lui-même :

une cathode (K) émettant les électrons ;

une électrode de commande du flux d’électrons, le Wehnelt (W) (modulation de l’intensité

su spot ou réglage Z) ;

- Un système de focalisation (réglage « focus » ou « concentration » pour rendre la trace la

plus fine possible, et sur certains appareils réglage « astigmatisme » pour corriger les aberrations

du faisceau).

- Les plaques de déflexion (horizontale et verticale).

L’écran (E) recouvert d’une couche luminescente transformant l’énergie cinétique des électrons en

énergie lumineuse. L’écran comporte un graticule gradué qui permet de faire des mesures

quantitatives.

2° Signaux appliqués

Les signaux sont des tensions et l'appareil est un voltmètre d'impédance d'entrée de 1 MΩ

associée à une capacité parallèle de 10 à 30 pF.

Si on utilise une sonde réductrice 1/10 extérieure (voir annexe 2), celle-ci divise par 10 la tension

mesurée en amont et présente pour le montage testé une impédance 10 fois plus grande soit 10

MΩ // 13 pF (en tenant compte de la capacité du câble de liaison sonde-oscilloscope), le voltmètre

est meilleur car il prélève un courant très faible.

Si on utilise pour connecter l'oscilloscope au montage un câble coaxial d'environ 1 m, celui-ci par

son blindage protège contre des signaux parasites éventuels qui ne sont plus captés par effet

capacitif (utile lorsqu'on travaille sur des signaux faibles) mais a l'inconvénient de rajouter sa

capacité (cylindrique) d'environ 100 pF en parallèle sur les 30 pF et 1 MΩ propres à l'oscilloscope.

3° Visualisation verticale

Un tube cathodique comporte un canon à électrons émettant un faisceau fin qui frappe l'écran

luminescent ce qui donne un spot au point d'impact.

Ce faisceau est dévié par deux systèmes de plaques alimentées par paire par une différence de

potentiel pouvant atteindre une centaine de Volts.


- 12 -

La paire horizontale permet la déviation verticale.

La paire verticale permet la déviation horizontale.

Il y a proportionnalité entre la différence de potentiel et la déviation du spot.

En vertical on applique la tension d'entrée VA(t) amplifiée donc la déviation est y = KY.VA(t)

KY est réglable par les boutons de sensibilité verticale par plots (calibres fixes) et aussi

continûment par un réglage fin (vernier). En position calibrée (vernier bloqué), on lit directement

la sensibilité en V/division ou mV/div.

Avec un signal nul à l'entrée le spot n'est pas forcément centré, on ajoute une tension continue

avant l'amplification verticale pour décaler le spot (cadrage Y), ce qui permet de fixer la référence

(O V) où l'on veut (ex : - 3 div, 0 div ...).

4° Balayage horizontal

Pour avoir l'image de VA(t) en fonction du temps, un signal en forme de rampe VX(t) est appliqué

en horizontal X(t) = KX.VX(t) avec VX(t) = α.t.

VX

Vmax

T1 T2

Balayage Attente

Retour du spot

t

L

a durée de la rampe T1 est réglable par calibre (base de temps) mais aussi continûment (vernier),

Vmax étant constant, ainsi sa pente α = Vmax/T1 est réglable.

Pendant le balayage horizontal, la déviation X(t) est proportionnelle au temps donc on peut

graduer X en s, ms ou µs par division suivant une échelle réglable avec le calibre de la base de

temps.Ce calibre est connu si le vernier est bloqué donc dans toutes mesures en absolue, on

vérifiera que les verniers concernés sont en position bloquée.

A l'instant t = 0, le spot est à gauche de l'écran (début du balayage), à t = T1, le spot est à droite (fin du balayage). Entre 0 et T1 le spot se déplace de gauche à droite, le signal y(t) est visualisé. Entre T1 et T2, le spot se déplace rapidement de droite à gauche (retour) mais est effacé par une

tension négative forte appliquée sur le Wehnelt du tube cathodique qui bloque l'émission

d'électrons. Ainsi on ne voit pas de courbe en surimpression au retour du spot.


- 13 -

Le spot peut repartir immédiatement (TH = T2) en balayage relaxé ou bien attendre un ordre

(déclenchement) donné par le système de synchronisation à l'instant TH > T2 en balayage

synchronisé.

Il est aussi possible de décaler la courbe en horizontal grâce au cadrage X.

On peut aussi multiplier KX (donc Vmax) par 5 ou 10 (expansion) et ainsi dilater en X le signal.

Il est aussi possible de faire dévier le spot en horizontal par un signal (autre que celui de la Base

de Temps) appliqué sur l'entrée X de l'oscilloscope en mode XY.

II Visualisation de signaux périodiques 1° Balayage relaxé

Vy(t)

VD

Vx

Balayage

synchronisé

Vx

Balayage

relaxé

1

2 Figure obtenue

sur l’écran 3

1 4

2

4

1

3

2

5

5

La synchronisation (voir synoptique) étant en mode automatique et si aucun signal n'est appliqué

sur l'oscilloscope aucun top de synchro n'est délivré, la logique de contrôle décide alors de faire


- 14 -

fonctionner la base de temps en relaxé (T2 = TH), le balayage a lieu en permanence. On visualise

une ligne droite horizontale, ce qui permet de faire les réglages de focalisation, cadrage X, zéro Y.

On pourra appliquer (voir pratique) un signal de forme quelconque (sinusoïde, rectangle, triangle)

délivré par un générateur sur l'entrée A de l'oscilloscope de fréquence moyenne (1000 Hz). Si

aucun top de synchro n'est détecté (mauvais réglage par exemple) le balayage est relaxé. On peut

observer une trace fluctuante occupant plus ou moins l'écran si la voie A a été choisie en couplage

d'entrée DC ou AC. (la position gnd applique O V à l'entrée sans être obligé de débrancher le

signal).

On peut déjà dans ces conditions prérégler le calibre vertical pour que le signal ne sorte pas trop

de l'écran en partant des sensibilités grossières (10 V/div) et en augmentant celle ci (KY

augmente) pour faire apparaître le signal sur quelques divisions. Ensuite il faut obtenir une image

stable, ce qui n'est pas possible en balayage relaxé car la période du balayage n'est pas un

multiple ou sous-multiple entier de la période T du signal du générateur puisque les deux

oscillateurs (générateur et BT de l'oscilloscope) sont indépendants.

Chaque balayage donne une image décalée de la précédente.

2° Base de temps synchronisée

Quand le balayage est synchronisé sur le signal à observer (la source de synchronisation choisie

convenablement (voie A ici), le niveau de déclenchement correct, le filtre adapté, le balayage

repart à un point homologue de l'instant 0, ainsi la 2ème courbe tracée se superpose exactement à

la 1ère, ceci étant dès lors valable pour tous les balayages suivants.

Par suite de la persistance rétinienne, l'oeil observe sur l'écran le parcours du spot qui est

maintenant fixe, l'image est stable.

Le fonctionnement du circuit de synchronisation peut être analysé sur le synoptique. Le signal

sélectionné par la source est appliqué à un comparateur de tension qui donne en sortie un signal

logique, puis un top autorisant le démarrage du spot. Sur l'autre entrée du comparateur une

tension continue VD est appliquée, réglable par un potentiomètre (level ou niveau de synchro). Si

cette référence VD se situe entre le min et le max du signal VY(t), il y aura un top à chaque

franchissement (montant ou descendant) du seuil par VY(t), le top fourni après T2 à l'instant TH

fera démarrer à nouveau le balayage à un instant homologue de l'instant O, ce qui donnera TH =

n.T et la stabilisation de l'image. La base de temps est synchronisée sur le générateur.

En mode automatique, la présence des tops permet à la logique de contrôle de passer (après

quelques ms) en position déclenchée. Selon le type d'oscilloscope, le seuil est encore réglable ou


- 15 -

bien fixé soit au milieu du signal ou entre le min + 10 % et le max - 10 % de VY(t) (mode peak to

peak) pour obtenir toujours un top de synchro quel que soit le "level".

En mode normal (manuel), la position "déclenché" est forcée, le balayage relaxé n'est plus

possible : soit le balayage est synchronisé si les réglages sont bons ou soit le balayage n'a pas

lieu, le spot est en attente à gauche de l'écran et effacé. Tout top de synchro fait démarrer le

balayage. Ce mode est utile dans les cas difficiles où le mode automatique fonctionne mal et pour

des signaux fugitifs non périodiques.

Dans ce dernier cas, l'oscilloscope à mémoire est très utile voire obligatoire pour capter un

phénomène qui ne se produit qu'une fois et éventuellement aléatoirement.

Quand le signal est de période grande, même si les tops apparaissent régulièrement mais peu

fréquemment, le mode automatique les ignore et le balayage est relaxé, le mode normal

(déclenché forcé) permet alors la synchronisation.

III Visualisation de plusieurs signaux 1° Bicourbe

On peut visualiser en même temps 2 signaux appliqués aux entrées A et B alors que le tube ne

comprend qu'un système de plaques de déviation verticale.

L'ampli Y est attaqué via un commutateur par A ou B non pas d'une manière fixe pour visualiser la

voie A ou la voie B séparément mais en commutation rapide en mode bicourbe (dual ou both).

En bicourbe, le commutateur peut fonctionner en mode alterné ou bien en mode découpé

(choppé).

En mode alterné, la commutation se fait alternativement à chaque balayage ; par exemple voie A

pour les balayages impairs et voie B pour les balayages pairs. Les courbes A et B ne sont affichées

qu'une fois sur deux. Si la persistance rétinienne le permet on observe ainsi les 2 courbes sur le

même écran. Mais aux balayages lents, un clignotement apparaît plus tôt car chaque courbe est

affichée 2 fois moins souvent qu'en mode simple trace.


- 16 -

En mode découpé, le commutateur est actionné très rapidement pendant le balayage, chaque

courbe est en pointillé. Au balayage suivant le pointillé est plus ou moins décalé du précédent, ce

qui fait qu'en moyenne il n'apparaît plus sauf si exceptionnellement aux balayages rapides la

fréquence de découpage est un multiple entier de la fréquence du balayage.

En conclusion il est conseillé de choisir le mode alterné aux balayages rapides et le mode découpé

aux balayages lents. Certains oscilloscopes ne laissent d'ailleurs pas le choix, le passage d'un mode

à l'autre est automatique selon la vitesse de balayage.

2° Déphasage

La mesure d'un déphasage n'est possible qu'entre 2 signaux de même fréquence, en principe

sinusoïdaux.

Sur le montage suivant le déphasage entre U1(t) et U2(t) dépend de la fréquence.


- 17 -

R

C

Quel que soit le mode (alterné ou découpé), il faut choisir une source de synchronisation qui ne

commute pas d'un balayage à l'autre pour avoir toujours la même référence temporelle au début

du balayage.

Ceci interdit d'utiliser le mode alterné de la synchronisation sur certains appareils (mode I/II ou

bien vert mode), sinon le spot démarrerait sur le niveau (level) commun aux 2 signaux et ceux-ci

sembleraient être plus ou moins en phase.

A B

Φ

0 9

Pour observer en correspondance temporelle plus de 2 signaux, on en choisit un comme référence

et source de synchronisation en le laissant toujours à l'écran, puis sur l'autre voie on applique

successivement les autres signaux qu'on relève en correspondance temporelle avec le signal de

référence.

IV Autres sources de synchronisation et filtres Si on travaille sur des signaux liés au secteur (50 Hz EDF), on peut choisir comme source le

réseau (line) ce qui donnera une référence stable.

Si on travaille sur des signaux faibles provenant d'un générateur, on peut utiliser comme source de

déclenchement la sortie synchro (ou TTL) du générateur qui donne un signal carré puissant et

stable qu'on applique sur l'entrée synchro extérieure de l'oscilloscope.

Il est possible de filtrer contre les perturbations le signal de synchronisation en choisissant un couplage AC ou un filtre passe-bas (élimination des parasites HF) ou passe-haut (élimination des

U 1 U 2


- 18 -

ronflements BF). Pour les signaux spéciaux vidéo-fréquence (TV), un filtre passe-bas permet de synchroniser sur les tops trames du signal vidéo (période 20 ms).

V Couplage des entrées Sur chaque entrée (A ou B) et pour la source de synchro, il est possible d'éliminer la composante continue du signal par la mise en série d'un condensateur (couplage AC : composante alternative). Sinon en couplage DC (direct), le signal complet passe.

DC

AC

gnd

Yu(t)

Le couplage AC permet d'observer une ondulation faible perchée sur une composante continue

forte en augmentant la sensibilité sans que la trace sorte de l'écran.

Le passage AC ∧ DC permet de mesurer la composante continue du signal. Cependant en AC le

condensateur associé à la résistance d'entrée de l'oscilloscope constitue un filtre passe-haut de

fréquence de coupure basse mais non-nulle. Il apporte en conséquence un déphasage en

sinusoïdal basse fréquence et déforme aussi les signaux carrés BF par dérivation.

Aussi, si possible, on utilisera le couplage DC, le zéro étant réglé auparavant (position gnd) à une

position adéquate. Dans les relevés en couplage DC, on notera toujours cette position du O, en

couplage AC c'est inutile.

De même lors de relevés en XY, si le couplage des entrées est DC, il faut noter l'origine du plan

qu'on ajustera à une position adéquate (couplage gnd des entrées X et Y).

Masse et Terre pour l’Oscilloscope

En pratique les oscilloscopes classiques n'ont pas d'entrées différentielles, c'est à dire que

toutes les entrées (A, B, X, synchro, ext) ont leur point froid commun (blindage (le socle)de la

prise) coaxiale BNC appelé abusivement masse de la prise) relié à la carcasse de l'appareil elle-

même reliée à la terre.

Il ne faut pas perdre de vue ce point pour éviter de faire des court-circuits sur les montages en

reliant par exemple le point froid (masse de la sonde ou du câble de liaison) de la voie A en un

point du montage et le point froid de la voie B en un autre point.


- 19 -

Annexe 2 : Générateur de fonctions

I Ondes produites Un générateur de fonction produit en son coeur un signal triangulaire périodique. A partir de ce

dernier, on obtient un signal rectangulaire (par exemple par passage dans un comparateur à

hystérésis de type bascule de Schmitt) ou bien un signal sinusoïdal par passage dans un

conformateur à diodes ou à transistors à effet de champ.

On dispose ainsi en sortie du générateur un signal au choix, triangulaire, rectangulaire ou

sinusoïdal de même fréquence réglable de qq 1/10 Hz à plusieurs MHz selon l'appareil.

II Niveau de sortie L'amplitude crête à crête du signal est réglable continûment dans un rapport de plus de 10, le

niveau maximum de sortie est de l'ordre de 20 Vcàc à vide. L'impédance interne (impédance de

sortie) du générateur est couramment de 50 Ω. On peut obtenir un signal plus faible (divisé par 10

(- 20 dB) ou plus) par action sur un commutateur ou bien sur une autre sortie atténuée (de - 30

dB par exemple). Il est possible d'ajouter une tension continue (positive ou négative) (offset) au

signal alternatif grâce à un bouton de décalage.

III Rapport cyclique Le rapport cyclique du signal est aussi variable sur certains appareils : α = TH/T (rapport

cyclique à l'état haut)

U(t)

TH

T

Si ce rapport n'est pas calibré à 0,5 le signal sera dissymétrique voire déformé en sinusoïdal.

IV Sortie synchro Une autre sortie dite sortie de synchronisation fournit un signal rectangulaire aux normes TTL

(niveau "0" (0 V), niveau "1" (3 V)) de même fréquence (déphasage constant) que le signal utile.

Son amplitude étant constante, il peut servir à synchroniser l'oscilloscope sur le générateur,


- 20 -

quelles que soient les fluctuations ou parasitages des signaux observés sur les entrées de

l'oscilloscope.

En plus en connectant un fréquencemètre sur cette sortie, on mesure la fréquence du générateur

avec une précision bien meilleure que celle du cadran gradué.

V Autres commodités Certains générateurs plus performants ont la possibilité d'être modulés en amplitude par un

signal extérieur (ou interne). Ils peuvent aussi voir leur fréquence varier (wobulation) linéairement

avec un signal extérieur injecté sur l'entrée "sweep" (balayage ou VCO IN) ou bien avec un signal

interne triangulaire d'amplitude et de fréquence basse variables.

Générateurde

triangleFréquence

variable

Conformateursinus

Triggerde

Schmitt

Rapport cycliquevariable

+

Décalage

Réglaged'amplitude

PorteTTL

Sortiesynchro.

Sortiedirecte

Sortieatténuée

VI Remarques sur la masse Les sorties du générateur sont fournies par des prises coaxiales type BNC possédant un point

"chaud" (pin centrale) et un point "froid" (socle métallique).

Le socle de la prise appelé "masse" peut être ou non relié électriquement au châssis de l'appareil,

le dit châssis est relié à la borne de terre de l'appareil disponible sur la fiche d'alimentation

secteur.

Si on veut déconnecter la masse d'un appareil (à masse non-isolée) de la terre de l'établissement

(et donc de la masse d'autres appareils reliés sur ce même réseau), il faut employer un adaptateur

secteur à 2 pôles sans terre ou bien choisir directement un appareil à sortie flottante (masse isolée

de la terre).


- 21 -

Annexe 3 : Valeur Moyenne – Valeur Efficace

I Valeur moyenne 1° Définition

a) Composante continue

Pour un signal de période T, la valeur moyenne ou composante continue est :

U u tT

u t dtmoy

T

= = ∫( ) ( )1

0

U

Umoy

0 Tt

A l'oscilloscope, la ligne Umoy correspond à un équilibre de surfaces et n'est pas forcément à mi-

chemin entre umax(t) et umin(t). u(t) est le signal complet (mode DC) avec une éventuelle

composante continue.

b) On définit la composante alternative uAC(t) du signal par différence :

uAC(t) = u(t) - Umoy

On remarque immédiatement que : < uAC(t) > = 0.

Le comportement de la composante continue dans les circuits électriques est celui d'une tension

continue.

On rappelle en particulier que le courant continu traversant un condensateur est nul donc la valeur

moyenne de ce courant en régime permanent périodique est nulle.

2° Techniques de mesure

a) A l'oscilloscope

L'entrée d'une voie verticale est couplée au signal injecté par un commutateur à 3 positions

DC/AC/gnd.


- 22 -

En position DC (ou ≅), le signal complet u(t) est visualisé, la référence 0V peut être faite en court-

circuitant l'entrée de l'ampli à la masse (gnd).

En position AC (∼), un condensateur en série bloque la composante continue et seule la

composante alternative uAC (t) est visualisée (correctement si la fréquence du signal est supérieure

à qq 10 Hz.).

Umoy = u(t) - uAC (t)

Il suffit alors de visualiser le signal en position AC, de commuter en DC et de mesurer la remontée

(ou redescente) en vertical de l'image, cette variation lors du passage AC → DC donne la valeur

moyenne.

DC [U(t)]

AC [U∼(t)]

Umoy

DC

AC

gnd

Yu(t)

b) Avec des voltmètres (ou ampèremètres)

Un appareil magnétoélectrique à aiguille donne directement Umoy.

Un appareil numérique en position DC donne aussi Umoy.


- 23 -

II Valeur efficace 1° Définitions

La valeur efficace d'un signal T périodique u(t) ou valeur RMS (Root Mean Square) est :

UT

u t dt

U u t

RMS

T

RMS

=

=

∫1 2

0

2 2

( )

( )

De même pour l'ondulation, sa valeur efficace est :

UT

u t dtAC

T

RMS AC= ∫1 2

0

( )

Démontrer que : U U URMS moy ACRMS

2 2 2= +

URMS valeur efficace du signal complet

Umoy valeur moyenne du signal

UACRMS valeur efficace de la composante alternative du signal

2° Voltmètres alternatifs

Un voltmètre alternatif (~ ou AC) est insensible à la valeur moyenne du signal mais uniquement

à sa composante alternative uAC (t) dont il va évaluer l'énergie.

a) Un voltmètre RMS (ou valeur efficace vraie) donne URMS ou UACRMS quelque soit la

forme du signal (dans certaines limites de son facteur de crête cependant). Un voltmètre à aiguille de type ferromagnétique donne aussi URMS ainsi qu'un appareil à

thermocouple puisqu'il est sensible directement à l'énergie totale du signal.

b) Voltmètre à valeur efficace approchée Beaucoup d'appareils alternatifs (position ~) donnent la valeur efficace vraie de la composante

alternative d'un signal (UACRMS) si celle-ci est sinusoïdale mais commettent des erreurs sur des

formes différentes.


- 24 -

Certains fonctionnent sur le principe suivant :

* 1,11

Valeur affichéeUaff

Filtragepasse-bas

Redressementbialternance

Amplification

Calibres

u

|u|

Le redressement bialternance prend la valeur absolue de uAC (t) et la valeur affichée est :

U u t u taff AC AC= =π

2 2111( ) . ( )

c) Performances

Il faut d’abord savoir quel type de grandeur un appareil mesure : la valeur moyenne d’un signal,

sa composante alternative, la valeur efficace totale, celle de la composante alternative.

Dans ces derniers cas, mesure-t-il la valeur efficace vraie (URMS ou UACRMS) donc la valeur efficace

quelle que soit la forme du signal, ou une valeur efficace approchée du type Uaff ≠ UACRMS?

Dans tous les cas, le résultat est-il fiable (comparaison avec les prévisions théoriques) ? Sinon,

dépend-il du calibre utilisé (ce qui impliquerait une saturation de l’amplificateur interne par les

crêtes du signal) ?


- 25 -

Annexe 4 : Millivoltmètre alternatif – dBmètre

Le millivoltmètre alternatif est un appareil électronique qui mesure la composante

alternative d'un signal même très faible et de fréquence quelconque entre qq Hz et 2 ou 10 MHz

selon sa bande passante. Certains (RMS) donne la valeur efficace vraie de cette composante

alternative de forme quelconque. D'autres plus simples sont gradués en valeur efficace de la

composante alternative sinusoïdale (Fig. 1).

AMPLI.alternatif

Masse

EntréeAtténuateur

d'entrée

Commutateurde gamme

Détecteur d'amplitudeconversion alternatif continu

v

dBm

Cadran

sortie ampli

Fig. 1 Voltmètre alternatif simple

1° Fonctionnement Les tensions même très faibles sont amplifiées par un amplificateur dont on règle le gain par le

commutateur de calibres. Le signal alternatif de sortie peut être exploité sur un oscilloscope ou

bien un casque d'écoute mais surtout il est de niveau suffisant pour être redressé (prise de la

valeur absolue) et filtré donc converti en une tension continue proportionnelle à l'amplitude de la

sinusoïde Um. Le cadran est gradué en valeur efficace Um

2.

La mesure en Veff n'est donc valable que pour un signal sinusoïdal, sinon selon la forme du signal il

faut multiplier par un coefficient tenant compte du facteur de forme de ce signal. Les appareils

RMS (Root Mean Square) ont un système de détection plus performant de type quadratique et

donne pour beaucoup de signaux la valeur efficace vraie.


- 26 -

Certains permettent en plus d'obtenir la valeur moyenne du signal alternatif uAC(t) redressé soit 2 Um/π pour un signal sinusoïdal (pas la valeur moyenne du signal de départ u(t)).

u(t) = Umoy + uAC (t)).

2° Le décibel Les appareils précédents mesurent les tensions en Veff (ou mVeff) mais aussi en dBu ou dBV. Le

décibel (dB) est une unité relative logarithmique qui donne le rapport de deux puissances par

exemple.

GdB = 10 log(P2/P1)

On évalue ainsi le gain d'un amplificateur GdB avec :

P2 : puissance fournie à la charge par l'amplificateur

P1 : puissance injectée à l'entrée de l'amplificateur par une source

Si l'impédance de charge Z0 est la même que l'impédance d'entrée de l'ampli, on obtient :

P U Zeff2 22

0= P U Zeff1 1

20=

d'où pour les tensions :

( )G U UdB eff eff= 20 2 1log

On constate que GdB est le même qu'avec le calcul en puissance. Même si les impédances d'entrée

et de la charge ne sont pas identiques, on écrira que le gain dB en tension est :

( )12dB UUlog20G =

U1 et U2 étant toutes deux évaluées en valeur efficace, ou en valeur crête, ou en valeur crête à

crête.

3° Mesures en absolu Au lieu d'utiliser le Watt pour les puissances ou le Volt pour les tensions, on pourra utiliser en

absolu le dB si on se donne une référence de puissance ou de tension.

En acoustique, P0 est la puissance (par unité de surface) du seuil d'audition de l'oreille moyenne. Ainsi chaque intensité sonore est donnée en dB par :

IdB = 10 log(P/P0)

En électronique (en HF en particulier) , on utilise le dBm (dB milliWatt)

UdBm = 10 log(P/P0) avec P0 = 1 mW

Selon l'impédance de travail les tensions ne seront pas les mêmes pour un même UdBm.

Exemples

Zo = 600 Ω O dBm √ 1 mW √ 0,775 Veff

Zo = 50 Ω O dBm √ 1 mW √ ?


- 27 -

Zo = 75 Ω 0 dBm √ 1 mW √ ?

Pour s'affranchir des problèmes d'impédance et mesurer les tensions en dB, on choisit une référence de tension et non plus de puissance.

UdBu = 20 log(Ueff/U0) avec U0 = 0,775 Veff

UdBV = 20 log(Ueff/U0) avec U0 = 1 Veff

UdBµV = 20 log (Ueff/U0) avec U0 = 1 µVeff

Ainsi pour un amplificateur de gain GdB (ex 30 dB), le signal d'entrée valant U1dB = - 50 dBu, la

sortie vaut alors :

U2dBu = -20 dBu.

U2dBu = U1dBu + GdB

alors qu'en arithmétique :

U2 = G.U1

Lecture au dBmètre :

Pour mesurer une tension en dBu (ou dBV) directement sur le dBmètre il faut faire la somme algébrique des dB lus sur le cadran gradué et du chiffre en dB sélectionné par le commutateur. Entre 2 plots consécutifs du commutateur de gammes l'écart est de 10 dB, on passe donc pour les

pleines échelles en V de 10 à 3,16.

L'impédance d'entrée de ces appareils est souvent de 1 MΩ // 30 pF. On ne pourra cependant pas

utiliser une sonde 1/10 comme pour un oscilloscope car outre le fait qu'il faudrait rajouter 20 dB à

la mesure, on ne peut pas calibrer facilement la sonde par un signal carré.


- 28 -

Annexe 5 : méthodes de mesure de déphasage

1) Classique La mesure du déphasage U2(t)/U1(t) = arg (H(jω)) se fera à l'oscilloscope en bicourbe et non pas

en Lissajou (mode XY) (voir les raisons plus loin).

U2(t) et U1(t) seront débarrassées de toute composante continue éventuelle grâce à la position AC

des voies A et B (attention en basses fréquences, mettre les deux voies en AC ou pas du tout).

Faire les zéros des voies A et B au milieu de l'écran (position gnd) en jouant sur les décalages

verticaux à cet effet.

Synchroniser l'oscilloscope sur la voie en avance de phase par rapport à l'autre (ex voie A).

Faire démarrer le spot de la voie A (celle en avance) au passage par zéro montant de la sinusoïde

(synchro sur position +) en jouant sur le seuil de synchro de l'oscilloscope en mode manuel (non

automatique).

Décalibrer la base de temps pour obtenir une demi-période de sinusoïde sur 9 div (méthode des 9

carreaux). Ainsi une règle de trois simple nous donne 20°/div.

Appliquer le signal B (toujours en position AC), le zéro montant se produit après celui de A, il suffit

de lire l'écart en ° directement. Cette méthode de règle de trois sur l'écran est valable même si la

1/2 période fait x div qui correspondront toujours à 180°.

2) Oscilloscope Métrix 8020 etc… Ces oscilloscopes offrent la possibilité d'une mesure automatique du déphasage (menu Measure

sous l'écran). Il convient d'être prudent par rapport à la signification à donner à la mesure (Se

référer au manuel constructeur). Méthode déconseillée.

Une mesure sans ambiguités peut être faite par l'intermédiaire de curseurs. Sélectionner dans le

menu Curs le sous-menu . Sélectionner successivement les curseurs C1 puis C2 pour les

AB

Φ

0 9


- 29 -

positionner sur une période du signal de référence (au passage à 0), le déplacement de C3 donne

la mesure. L'oscilloscope fait la "règle de trois"; c'est la même méthode qu'au §1 en définitive.

3) Déphasage en Lissajou L'oscilloscope travaille en XY : U1(t) sur la voie X (horizontale) par exemple et U2(t) sur la voie Y

(verticale). Si U1(t) et U2(t) sont sinusoïdales de même fréquence, on obtient une ellipse en

général, une droite si U1(t) et U2(t) sont en phase ou en opposition, un cercle si les amplitudes

sont les mêmes et le déphasage de π/2.

Y

X

Y0

X0

A

A'

B

B'

U1(t) = U1m sin(ωt)

U2(t) = U2m sin(ωt + Φ)

ou bien

U1(t) = U1m cos(ωt)

U2(t) = U2m cos(ωt + Φ)

L'ellipse est centrée au milieu de l'écran si les zéros ont été réglés au milieu. On mesure BB' =

U2càc = 2 U2m (il est possible de couper U1(t) en position gnd pour n'observer qu'un segment

vertical sur l'axe Oy).

AA' est à mesurer sur Oy (le décalage vertical étant sans influence sur cette mesure mais il ne

faudra pas modifier le décalage horizontal et rester en position AC sur l'amplificateur X de façon à

ne pas introduire une éventuelle composante continue qui ferait décaler la courbe en horizontal).


- 30 -

sinΦ = AA'/BB'

Pour retrouver Φ, il faut lever l'indétermination de Φ, π - Φ, - Φ, π + Φ en revenant par exemple

au bicourbe (U1(t) en avance ou en retard par rapport à U2(t)). Expérimenter cette méthode pour

une fréquence voisine de Fc sur le montage et comparer avec la méthode des 9 carreaux.

Inconvénients

Outre le problème de l'indétermination de Φ, les imperfections de l'amplificateur X de

l'oscilloscope faussent la mesure aux fréquences hautes.

De plus, dans le cas l'un signal périodique non sinusoïdal ou déformé, on n'obtient plus une belle

ellipse alors que la méthode du bicourbe convient toujours.

Injecter le même signal sur X et Y, on doit obtenir une droite. Augmenter la fréquence (qq 100

kHz) une ellipse apparaît sur l'écran à cause d'un déphasage interne en HF introduit par

l'amplificateur X par rapport à l'amplificateur Y. On conseillera donc d'utiliser la méthode du

bicourbe pour les mesures de phase.

TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire

31

TP2 : ETUDE DE L’AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME

LINEAIRE

I Réponse en fréquence du 741 On réalisera un montage amplificateur non inverseur.

R1

R2 +15V

-15VS

E

ε

0V0.1µF

0.1µFR4 47 Ω

1° Théorie A PREPARER

Le modèle de l’aop sera un premier ordre : S = A.ε

avec

CAFFj1

AA 0

+=

pour le reste, l'amplificateur sera supposé idéal.

Voir les annexes pour les prévisions théoriques.

On définira la fréquence de transition FtA telle que: AdB(FtA) = 0dB.

• Donner la relation entre FtA, A0, FCA.

• Calculer littéralement le gain du montage en boucle fermée H = S/E.

• Normaliser cette fonction de transfert et déterminer la fréquence de coupure FCH de H

ainsi que le gain statique H0.

• Que vaut le produit gain-bande GBW = H0.FCH ?

• Pour R R

R1 2

1

+< 1000 vérifier que :

H0 ≈ R R

R1 2

1

+ (ampli idéal).

• Que vaut la fréquence de transition FTH de H (HdB(FTH) = 0) en fonction de Ho, FCH ?


32

2° Mesures

a) Les conditions de mesures

• Compléter le schéma avec les sources d'alimentation 15 V.

• Pour le tracé dans le plan de Bode, choisir une même feuille (5 décades). HdB(F) sera

relevé à l’oscilloscope pour différentes valeurs du gain statique H0.

• On n'utilisera pas de câble blindé branché sur la sortie de l'amplificateur opérationnel

pour que celle-ci ne soit pas chargée par une capacité, ce qui pourrait modifier la

réponse en fréquences hautes.

La sortie sera donc chargée par la sonde 1/10 de l’oscilloscope (impédance d’entrée 10 MΩ

// 15 pF).

Cette dernière demande à être compensée (réglée) avant les mesures (voir son principe en

annexe).

• R4 = 47 Ω adapte le câble coaxial d’impédance caractéristique 50 Ω reliant au

montage le générateur d’impédance interne 50 Ω .

• Les condensateurs de découplage des alimentations (0,1 µF) empêchent le potentiel de

ces points de fluctuer et sont une prévention contre d’éventuelles oscillations Haute

Fréquence engendrées par le montage dans ces conditions de câblage long

(inductances parasites en série dans les fils, capacités parasites entre éléments, entre

bornes d'entrés sortie des amplificateurs).

• Commencer avant tout relevé par un balayage rapide en fréquence pour régler le

niveau d'entrée sans déformations en sortie à toutes fréquences.

• R2 et R1 sont choisies avec la condition (R1 +R2 > 1 kΩ) pour ne pas avoir un courant

trop fort débité par l'amplificateur opérationnel mais R1 et R2 ne seront cependant pas

trop grandes pour négliger l'influence des capacités parasites.

b) Mesures en sinusoïdal

• Faire les relevés de HdB(F) avec Ao β >> 1 pour :

H0 = 11 (R1 = 100 Ω, R2 = 1000 Ω)

H0 = 1000 (R1 = 100 Ω, R2 = 100 kΩ )

• On tracera les 2 courbes sur la même feuille avec la même échelle - 10 à +60dB.

• Noter sur la feuille de relevés FCH, FTH et le produit gain-bande GBW pour chaque H0.

• NB : Si le signal délivré par le générateur est trop fort, faire un atténuateur 1/100 avec

2 résistances :


33

Eg 47Ω ER3 4,7 kΩ

R4

II Tension de décalage du 741 Une composante continue peut apparaître en sortie à cause de la tension de décalage à

l'entrée εd. Avec le montage H0 = 1000 et Eg = 0, déterminer la valeur de l'offset εd.

III Constantes de temps Pour H0 = 11 (pour le 741) et en petits signaux carrés à l'entrée tels que l'amplitude de s(t)

soit inférieure à 1 Vcàc (crête à crête), le phénomène de slew-rate (limitation de la pente de

la tension de sortie) n'apparaît pas encore, l'amplificateur fonctionne toujours en régime

linéaire. Déterminer la constante de temps théorique du signal de sortie et calculer la en

fonction des mesures précédentes.

Relever pratiquement cette constante de temps sur s(t).

IV Mesure du slew-rate Le constructeur donne SR = 0,5 V/µs pour le 741 et 13 V/µs pour le TL071.

• Avec le montage précédent et H0 = 11, injecter en E un signal carré fort à

une fréquence de l’ordre de Fc/10. La sortie s(t) ne suit pas instantanément

les fronts de montée ou de descente, le signal est trapézoïdal.

• Mesurer la pente d'un front pour obtenir le slew-rate et donner le résultat pour le 741.

• Connaissant la valeur du slew-rate (expérimentale) du 741 et en travaillant

maintenant en sinusoïdal avec une amplitude crête A de 5 V en sortie,

déduire par le calcul la fréquence maximale avant déformation du signal

(pente de la sinusoïde limitée).

• Faire l'essai sur le 741.

• Inversement, à F = 100 kHz donnée et H0 = 11, augmenter l'amplitude pour obtenir

une déformation due au slew-rate, relever une courbe déformée par cette cause.

Commenter.


34

V Réponse en fréquence du TL071 1° Mesures

Pour le TL071, faire le relevé HdB(F) pour H0 = 1.

(travailler avec un niveau suffisamment faible pour avoir une courbe régulière car le

montage a tendance à osciller de lui même vers les fréquences FR et F0)

2° Interprétations théoriques

En prenant comme modèle du TL071 un 2ème ordre:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⎟

⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

=

C2C1FFj1

FFj1

AA 0

avec FC1 de l'ordre de 10 Hz et FC2 de l'ordre de 2 MHz, calculer H(F) pour ß = R

R R1

1 2+ = 1

(retour unitaire) sous la forme :

20

2

0

0

FF

FFzj21

H(jF)H

−+=

• Identifier H0, z, F0 (z : coefficient d'amortissement, F0 : fréquence propre).Pour

z < 1/ 2 , il apparaît une résonance (un maximum) à la fréquence FR de valeur Q

(coefficient de surtension) telles que :

Q 1

2z 1 z2=

− 0

2R F2z1F −=

De plus ∀ z, s(t) est déphasé par rapport à e(t) de π /2 à Fπ /2 = F0.

F0 est aussi situé sur l’intersection de l’asymptote oblique (ω→ ∞ ) et de l’axe 0dB.

• Donner la surtension expérimentale Q, FR et Fπ /2

• Déduire de ces mesures z, F2C et A0.FC1 pratiques.


35

ANNEXES

I Brochage

IN-

VCC-

IN+

VCC+

OUT

1

2

4

3

8

7

5

6

TL071, TL071A, TL071B,D, JG, OR P PACKAGE

(TOP VIEW)

NCN1/OFFSET

OFFSET N2

IN-

VCC-

IN+

VCC+

OUT

1

2

4

3

8

7

5

6

(TOP VIEW)

NCN1/OFFSET

OFFSET N2

Dual-in-Line or S.O. Package

Order Number LM741CJ, LM741CM,

LM741CN or LM741ENSee NS Package Number J08A, M08A or N08E

II Amplificateur opérationnel idéal 1° Fonction amplification

-e

0V

iε

s=Aε

+Valim

-Valim

zε+

-ε

e+

On peut considérer dans un premier temps l'AOP comme une source de tension idéale

commandée par la tension e avec :

s = A.ε (A > 0) .

ε est la tension différentielle entre l'entrée Non Inverseuse e+ et l'entrée Inverseuse e- .

ε = e+ - e- .

L'impédance d'entrée différentielle est :

zε = ε / iε

L'énergie est apportée par l'alimentation (ex : ± 15 V).

2° Paramètres idéaux

zε → ∞ ⇒ iε → 0

A → +∞ ⇒ ε→ 0 si s finie (non saturée à ±Vsat = ±13V), cette hypothèse

étant valable à toute fréquence.


36

III Imperfections 1° Impédance d'entrée

zε est en pratique de l'ordre de quelques centaines de kΩ pour les technologies à transistors

bipolaires (ex 741) et de plusieurs dizaines de MΩ pour des entrées à transistors à effet de

champ (TL 071) donc zε = ∞ est l'hypothèse la mieux vérifiée en pratique d'où iε = 0.

2° Gain différentiel

En réalité s n'est pas seulement sensible à la différence ε = e+ - e- mais :

s = A+.e+ - A- .e-

avec :

A+ > 0

A- > 0

A+ ≠ A-

d'où :

s A (e e ) A e e2D

+C

+

= − ++⎛

⎝⎜

⎞⎠⎟−

−

avec :

A = A A2D

+ + −

: gain différentiel

A = A AC+ − −

: gain en mode commun

Pour l'amplificateur idéal, on a :

AC = 0

AD = A

alors s = A.ε

sinon on définit le taux de réjection en mode commun en dB :

µdB = 20.log(AC/AD) → −∞ (idéalement).

D'autre part, en statique Ad = A n'est pas ∞ mais de l'ordre de 105 .

3° Tension de décalage (offset)

Si ε = 0, on n'obtient pas en réalité s = 0 à cause de petites dissymétries internes à l'entrée.

+

-

ε

A(ε+εd)S

εd zε


37

εd est la tension de décalage ramenée à l'entrée.

On peut l'annuler sur certains modèles grâce à un réglage extérieur avec un potentiomètre

ajustable, on règle s = 0 en ayant court-circuité les 2 entrées et fixé leur potentiel commun à

la masse.

4° Bande passante (voir la suite IV)

Le gain différentiel A dépend de la fréquence, il chute suivant une loi de type passe-bas:

AA

1 j FF

0

CA

=+

A0 ≈ 105 (105 dB) FCA ≈ 10 Hz

Il s'agit d'une loi du 1er ordre de F = 0 à quelques centaines de kHz ensuite la décroissance

dépend du type d'amplificateur.

Pour les AOP de type compensé en fréquence soit intérieurement (741, TL071) ou

extérieurement avec un condensateur de quelques pF, la loi du 1er ordre est à peu près

maintenue jusqu'à AdB = 0dB.

Pour les amplificateurs non compensés, une 2ème fréquence de coupure apparaît au delà de

200 kHz , la pente AdB(F) change ainsi que la phase qui devient inférieure à -π/2 et peut

même atteindre -π au delà de 1 MHz.

5° Impédance de sortie

Le générateur de tension commandé s n'est pas idéal mais présente une résistance interne

de l'ordre de la centaine d'Ohm.

6° Slew-rate

En pratique, le signal de sortie ne peut pas croître aussi vite que l'on voudrait, sa pente

ΔV/Δt est limitée à cause de générateurs de courant internes insuffisants pour charger les

capacités internes parasites. Cette limitation technologique fixe le taux de croissance

maximum en sortie qu'est le slew-rate SR = (ΔV/Δt)max.

7° Tensions de déchet

L’excursion de la tension de sortie est limitée par les tensions d’alimentation. On atteint alors

la saturation de l’ampli OP : Vsmax est désignée par Vsat+ et Vsmin par Vsat-. Si l’on peut

retenir de manière générale que ces tensions de saturation sont voisines des tensions

d’alimentation (Vsat+ ≈ +Vcc …), on peut de manière plus rigoureuse définir une tension de

déchet qui est l’écart séparant les tensions de saturations Vsat, des tensions d’alimentations.

Ces 2 tensions de déchet, qui sont rarement de même valeur, sont de l’ordre du volt sur un

ampli OP à usage général et peuvent descendre jusqu’à quelques dizaines de µV pour les


38

ampli OP dit "rail to rail". On peut aussi noter que des tensions de déchet existent également

vis-à-vis des tensions d'entrée V+ et V- au-delà desquelles celles-ci sont en quelques sortes

tronquées.

IV Systèmes bouclés 1° Premier ordre - Boucle ouverte

Fonction de transfert A A

j FFCA

=+

0

1

0 dB

AodB

AdB

3 dB

-20 db/dec

F

FTAFCA

FTA : fréquence de transition de A

2° Premier ordre - Boucle fermée

Fonction de transfert βA

AH+

=1

=

cHFFj

H

+1

0

β β=+

=+

>>R

R RH R R

RA1

1 20

1 2

10 1pour

0 dB

HodB

HdB

3 dB

-20 db/dec

F

F CH

FTH : fréquence de transition de H

FTH


39

3° Deuxième ordre - Boucle ouverte

Fonction de transfert A A

j FF

j FFC C

=+

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟ +⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

0

1 21 1

0 dB

3 dB

-20 dB/dec

F

FTA : fréquence de transition de A

-40 dB/dec

FC1FC2

FTA

A0 dB

AdB

4° Deuxième ordre – Boucle fermée

Fonction de transfert H H

jz FF

FF

H R RR

A=

+ −⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

≈+

>>0

0 0

2 01 2

10

1 2

1; pour β

z dépend de β,c’est à dire du gain de boucle ouverte T = A β

0 dB

3 dB

-20 dB/dec

F

FTT : fréquence de transition de T

-40 dB/decFC1

FC2

FTT

(A0 β)dB

TdB

Ici A0β suffisamment faible pour que FTT < FC2 ce qui donne pour H (gain en boucle

fermée) un z > 22 donc un 2nd ordre amorti sans résonance.


40

5° Cas du retour unitaire

RR R

1

1 2

1+

= ; on obtient H0 = 1 et T = A

0 dB

3 dB

-20 dB/dec

F

FTT : fréquence de transition de T

-40 dB/dec

FC1 FC2

FTT

A0 dB

TdB

Ici FTT > FC2 ce qui donne z < 22 d’où un phénomène de résonance pour H

Qz z

=−

12 1 2

F F zR = −021 2

0 dB

HdB

Q0 dB

F

-40 dB/dec

FR

F0

FR : fréquence de résonance

F0 : fréquence propre

F

Arg H

-π/2

-π

0 Fπ/2

∀ z la courbe de phase passe à -π/2 pour F0 (même pour z > 22 ).

Plus z diminue plus la variation de phase est rapide autour de F0 et la résonance aigüe (Q ).

SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005

4 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265

NC2OUTNC2IN−NC

1IN+NC

VCC+NC

2IN+

NCVCC+NCOUTNC

3 2 1 20 19

9 10 11 12 13

4

5

6

7

8

18

17

16

15

14

NC1IN−

NC1IN+

NC

(TOP VIEW)

NC

1OU

TN

C

NC

NC

NC

NC

2IN

+

CC

−V

CC

+V

1

2

3

4

5

6

7

14

13

12

11

10

9

8

1OUT1IN−1IN+

VCC+2IN+2IN−

2OUT

4OUT4IN−4IN+VCC−3IN+3IN−3OUT

TL074A, TL074BD, J, N, NS, OR PW PACKAGE

TL074 . . . D, J, N, NS, PW, OR W PACKAGE

(TOP VIEW)

NC − No internal connection

3 2 1 20 19

9 10 11 12 13

4

5

6

7

8

18

17

16

15

14

NCIN−NCIN+NC

TL071FK PACKAGE(TOP VIEW)

NC

OF

FS

ET

N1

NC

NC

NC

NC

NC

OF

FS

ET

N2

NC

CC

−V

TL072FK PACKAGE

3 2 1 20 19

9 10 11 12 13

4

5

6

7

8

18

17

16

15

14

4IN+NCVCC−NC3IN+

TL074FK PACKAGE(TOP VIEW)

1IN

−1O

UT

NC

3IN

−4I

N−

2IN

−

NC

3OU

T4O

UT

2OU

T

1

2

3

4

8

7

6

5

OFFSET N1IN−IN+

VCC−

NCVCC+OUTOFFSET N2

TL071, TL071A, TL071BD, P, OR PS PACKAGE

(TOP VIEW)

1

2

3

4

8

7

6

5

1OUT1IN−1IN+

VCC−

VCC+2OUT2IN−2IN+

TL072, TL072A, TL072BD, JG, P, PS, OR PW PACKAGE

(TOP VIEW)

TL072U PACKAGE(TOP VIEW)

1

2

3

4

5

10

9

8

7

6

NC1OUT

1IN−1IN+

VCC−

NCVCC+2OUT2IN−2IN+

symbols

+

−

+

−

IN+

IN−OUT

IN+

IN−OUT

TL072 (each amplifier)TL074 (each amplifier)

TL071

OFFSET N1

OFFSET N2


5POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265

schematic (each amplifier)

C1

VCC+

IN+

VCC−

1080 Ω 1080 Ω

IN−

TL071 Only

64 Ω128 Ω

64 Ω

All component values shown are nominal.

OFFSETN1

OFFSETN2

OUT

18 pF

COMPONENT COUNT†

COMPONENTTYPE TL071 TL072 TL074

Resistors 11 22 44ResistorsTransistors

1114

2228

4456Transistors

JFET142

284

566JFET

Diodes21

42

64Diodes

Capacitorsepi-FET

111

222

444

Capacitorsepi-FET

11

22

44

† Includes bias and trim circuitry


POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265• 7

elec

tric

al c

har

acte

rist

ics,

VC

C±

= ±1

5 V

(u

nle

ss o

ther

wis

e n

ote

d)

†‡

TL

071C

TL

071A

CT

L07

1BC

TL

071I

PA

RA

ME

TE

RT

ES

T C

ON

DIT

ION

S†

T A‡

TL

071C

TL

072C

TL

071A

CT

L07

2AC

TL

071B

CT

L07

2BC

TL

071I

TL

072I

UN

ITP

AR

AM

ET

ER

TE

ST

CO

ND

ITIO

NS

†T A

‡T

L07

2CT

L07

4CT

L07

2AC

TL

074A

CT

L07

2BC

TL

074B

CT

L07

2IT

L07

4IU

NIT

A

MIN

TY

PM

AX

MIN

TY

PM

AX

MIN

TY

PM

AX

MIN

TY

PM

AX

VIO

Inpu

t offs

et v

olta

geV

O =

0,

RS

= 5

0 Ω

25°C

310

36

23

36

mV

VIO

Inpu

t offs

et v

olta

geV

O =

0,

RS

= 5

0 Ω

Ful

l ran

ge13

7.5

58

mV

α V IO

Tem

pera

ture

coef

ficie

nt o

f inp

utof

fset

vol

tage

VO

= 0

,R

S =

50

ΩF

ull r

ange

1818

1818

μV/°

C

I IOIn

put o

ffset

cur

rent

VO

= 0

25°C

510

05

100

510

05

100

pAI IO

Inpu

t offs

et c

urre

ntV

O =

0F

ull r

ange

102

22

nA

I IBIn

put b

ias

curr

ent§

VO

= 0

25°C

6520

065

200

6520

065

200

pAI IB

Inpu

t bia

s cu

rren

t§V

O =

0F

ull r

ange

77

720

nA

Com

mon

-mod

e−

12−

12−

12−

12V

ICR

Com

mon

-mod

ein

put v

olta

ge r

ange

25°C

±11

−12 to

±11

−12 to

±11

−12 to

±11

−12 to

VV

ICR

inpu

t vol

tage

ran

ge25

C±1

1to 15

±11

to 15±1

1to 15

±11

to 15V

Max

imum

pea

kR

L =

10

kΩ25

°C±1

2±1

3.5

±12

±13.

5±1

2±1

3.5

±12

±13.

5

VO

M

Max

imum

pea

kou

tput

vol

tage

swin

gR

L≥

10 k

ΩF

ull r

ange

±12

±12

±12

±12

VV

OM

outp

ut v

olta

gesw

ing

RL

≥ 2

kΩF

ull r

ange

±10

±10

±10

±10

AV

D

Larg

e-si

gnal

diffe

rent

ial v

olta

geV

O =

±10

V,

RL

≥ 2

kΩ25

°C25

200

5020

050

200

5020

0V

/mV

AV

Ddi

ffere

ntia

l vol

tage

ampl

ifica

tion

VO

= ±

10 V

,R

L≥

2 kΩ

Ful

l ran

ge15

2525

25V

/mV

B1

Uni

ty-g

ain

band

wid

th25

°C3

33

3M

Hz

r iIn

put r

esis

tanc

e25

°C10

1210

1210

1210

12Ω

CM

RR

Com

mon

-mod

ere

ject

ion

ratio

VIC

= V

ICR

min

,25

°C70

100

7510

075

100

7510

0dB

CM

RR

Com

mon

-mod

ere

ject

ion

ratio

VO

= 0

,R

S =

50

Ω25

°C70

100

7510

075

100

7510

0dB

k SV

R

Sup

ply-

volta

gere

ject

ion

ratio

VC

C =

±9

V to

±15

V,

25°C

7010

080

100

8010

080

100

dBk S

VR

reje

ctio

n ra

tio(Δ

VC

C±

/ΔV

IO)

VO

= 0

,R

S =

50

Ω25

°C70

100

8010

080

100

8010

0dB

I CC

Sup

ply

curr

ent

VO

= 0

,N

o lo

ad25

°C1.

42.

51.

42.

51.

42.

51.

42.

5m

AI C

CS

uppl

y cu

rren

t(e

ach

ampl

ifier

)V

O =

0,

No

load

25°C

1.4

2.5

1.4

2.5

1.4

2.5

1.4

2.5

mA

VO

1/V

O2

Cro

ssta

lkat

tenu

atio

nA

VD

= 1

0025

°C12

012

012

012

0dB

†A

ll ch

arac

teris

tics

are

mea

sure

d un

der

open

-loop

con

ditio

ns w

ith z

ero

com

mon

-mod

e vo

ltage

, unl

ess

othe

rwis

e sp

ecifi

ed.

‡F

ull r

ange

is T

A =

0°C

to 7

0°C

for

TL0

7_C

,TL0

7_A

C, T

L07_

BC

and

is T

A =

−40

°C to

85°

C fo

r T

L07_

I.§

Inpu

t bia

s cu

rren

ts o

f an

FE

T-in

put o

pera

tiona

l am

plifi

er a

re n

orm

al ju

nctio

n re

vers

e cu

rren

ts, w

hich

are

tem

pera

ture

sen

sitiv

e, a

s sh

own

in F

igur

e 4.

Pul

se te

chni

ques

mus

t be

used

that

mai

ntai

n th

e ju

nctio

n te

mpe

ratu

re a

s cl

ose

to th

e am

bien

t tem

pera

ture

as

poss

ible

.



operating characteristics, VCC± = ±15 V, TA = 25°C

PARAMETER TEST CONDITIONSTL07xM ALL OTHERS

UNITPARAMETER TEST CONDITIONSMIN TYP MAX MIN TYP MAX

UNIT

SR Slew rate at unity gainVI = 10 V,CL = 100 pF,

RL = 2 kΩ,See Figure 1

5 13 8 13 V/μs

trRise-time overshoot VI = 20 mV, RL = 2 kΩ, 0.1 0.1 μs

trRise-time overshootfactor

VI = 20 mV,CL = 100 pF,

RL = 2 kΩ,See Figure 1 20% 20%

VnEquivalent input noise

RS = 20 Ωf = 1 kHz 18 18 nV/√Hz

VnEquivalent input noisevoltage RS = 20 Ω

f = 10 Hz to 10 kHz 4 4 μV

InEquivalent input noisecurrent

RS = 20 Ω, f = 1 kHz 0.01 0.01 pA/√Hz

THD Total harmonic distortionVIrms = 6 V,RL ≥ 2 kΩ,f = 1 kHz

AVD = 1,RS ≤ 1 kΩ,

0.003%

0.003%

PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION

Figure 1. Unity-Gain Amplifier

VI

−

CL = 100 pF RL = 2 kΩ

VO

+

Figure 2. Gain-of-10 Inverting Amplifier

VI+

−

10 kΩ

1 kΩ

RL CL = 100 pF

VO

N1100 kΩ

+

− TL071

N2

1.5 kΩ

VCC−

OUT

IN−

IN+

Figure 3. Input Offset-Voltage Null Circuit



TYPICAL CHARACTERISTICS†

Figure 4

IIB−

Inp

ut

Bia

s C

urr

ent

− n

A

TA − Free-Air Temperature − °C

INPUT BIAS CURRENTvs

FREE-AIR TEMPERATURE

IBI

10

1

0.1

0.01

100

−75 −50 −25 0 25 50 75 100 125

VCC±= ±15 V

Figure 5

RL = 10 kΩTA = 25°CSee Figure 2

±15

±12.5

±10

±7.5

±5

±2.5

0

VO

M −

Max

imu

m P

eak

Ou

tpu

t Vo

ltag

e −

V

f − Frequency − Hz100 1 k 10 k 100 k 1 M 10 M

MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs

FREQUENCY

V OM

VCC± = ±5 V

VCC± = ±10 V

VCC± = ±15 V

Figure 6

10 M1 M100 k10 k1 k100f − Frequency − Hz

VO

M −

Max

imu

m P

eak

Ou

tpu

t Vo

ltag

e −

V

0

±2.5

±5

±7.5

±10

±12.5

±15

See Figure 2TA = 25°CRL = 2 kΩ

VCC± = ±10 V

VCC± = ±5 V


FREQUENCY

V OM

VCC± = ±15 V

Figure 7

0

±2.5

±5

±7.5

±10

±12.5

±15

10 k 40 k 100 k 400 k 1 M 4 M 10 Mf − Frequency − Hz


FREQUENCY

VO

M −

Max

imu

m P

eak

Ou

tpu

t Vo

ltag

e −

VV O

M

VCC± = ±15 VRL = 2 kΩSee Figure 2

TA = −55°C

TA = 25°C

TA = 125°C

† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.


12 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265


Figure 8

−750

VO

M −

Max

imu

m P

eak

Ou

tpu

t Vo

ltag

e −

V


125

±15

−50 −25 0 25 50 75 100

±2.5

±5

±7.5

±10

±12.5

RL = 10 kΩ

VCC± = ±15 V

See Figure 2


FREE-AIR TEMPERATURE

V OM

RL = 2 kΩ

Figure 9

0.10

RL − Load Resistance − kΩ

10

±15

±2.5

±5

±7.5

±10

±12.5

VCC± = ±15 VTA = 25°CSee Figure 2

0.2 0.4 0.7 1 2 4 7


LOAD RESISTANCE

VO

M −

Max

imu

m P

eak

Ou

tpu

t Vo

ltag

e −

VV O

M

Figure 10

00

VO

M −

Max

imu

m P

eak

Ou

tpu

t Vo

ltag

e −

V

|VCC±| − Supply Voltage − V

16

±15

2 4 6 8 10 12 14

±2.5

±5

±7.5

±10

±12.5

RL = 10 kΩTA = 25°C


SUPPLY VOLTAGE

V OM

Figure 11

−751

Vo

ltag

e A

mp

lific

atio

n −

V/m

V


125

1000

−50 −25 0 25 50 75 100

2

4

10

20

40

100

200

400

VCC± = ±15 VVO = ±10 VRL = 2 kΩ

LARGE-SIGNALDIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION

vsFREE-AIR TEMPERATURE

AV

D −

Lar

ge-

Sig

nal

Dif

fere

nti

alA

VD





0°

45°

180°

135°

90°

11

f − Frequency − Hz10 M

106

10 100 1 k 10 k 100 k 1 M

101

102

103

104

105

DifferentialVoltageAmplification

VCC± = ±5 V to ±15 VRL = 2 kΩTA = 25°C

Phase Shift

LARGE-SIGNALDIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION

AND PHASE SHIFTvs

FREQUENCY

Vo

ltag

e A

mp

lific

atio

nA

VD

− L

arg

e-S

ign

al D

iffe

ren

tial

AV

D

Ph

ase

Sh

ift

Figure 12

1.02

1.01

1

0.99

0.98

1.03

0.97−75

0.7

No

rmal

ized

Un

ity-

Gai

n B

and

wid

th

TA − Free-Air Temperature − °C125

1.3

−50 −25 0 25 50 75 100

0.8

0.9

1

1.1

1.2 Unity-Gain Bandwidth

VCC± = ±15 VRL = 2 kΩf = B1 for Phase Shift

NORMALIZED UNITY-GAIN BANDWIDTHAND PHASE SHIFT

vsFREE-AIR TEMPERATURE

Phase Shift

No

rmal

ized

Ph

ase

Sh

ift

Figure 13


TP 3 Amplificateur opérationnel - Applications non linéaires

41

TP3 : AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL – APPLICATIONS NON

LINEAIRES

I Rappels Si l'AOP est contre-réactionné (retour sur l'entrée - (inverseuse)), sa tension différentielle

d'entrée aura tendance à tendre vers 0 et la sortie à se stabiliser entre ± Vsat. Il peut

cependant y avoir saturation si la tension à amplifier multipliée par le coefficient

d'amplification est trop forte.

Par contre si la réaction est positive (retour sur l'entrée non inverseuse), la sortie n'est pas

stabilisée, la tension part en butée haute (+Vsat) ou basse (-Vsat) , alors ε=0.

Vsat est de l'ordre de Valim - 2 V.

II Comparateur à hystérésis Le trigger de Schmitt est un comparateur à hystérésis.

VsR5

VrefVe

R4

R7R6

R4 = 10 kΩ R5 = 10 kΩ R6 = 4,7 kΩ Vsat = 13 V (Valim = ± 15 V)


Vref une tension continue.

• Déterminer les seuils VH et VL du comparateur concernant Ve.

• Donner la plage de l’hystérésis VH - VL et son centre.

• Tracer la caractéristique Vs(Ve) pour Vref donnée.

• Calculer R7 pour obtenir une plage de 1,5 V.


42

2° Pratique

• Tracer la caractéristique à l’oscilloscope Vs(Ve) pour Vref donné.

• Mesurer la plage et déplacer la avec Vref.

• Tracer Vs(t) et Ve(t) et observer les commutations de Vs(t).

3° Fonctionnement en présence de bruit

Introduire une composante de « bruit » sur Ve(t) en faisant la somme d’un signal « utile »

basse fréquence à 100 Hz triangulaire U1(t) et d’un signal sinusoïdal HF à 10 kHz U2(t)

simulant le bruit, à l’aide du montage additionneur suivant :

Ve

R2

R1

U1U2

R3

R1 = 10 kΩ R2 = 10 kΩ R3 = 100 kΩ

a) Théorie A PREPARER

Pour l’additionneur, déterminer théoriquement Ve fonction de U1, U2 et des résistances.

b) Pratique

• Régler l’amplitude de Ve(t) à 10 Vcàc et l’amplitude du « bruit » (sur Ve) à 0,3 Vcàc

• Relever Ve(t) en synchronisant sur le signal « BF ».

• Attaquer le comparateur à hystérésis précédent avec Ve(t) bruité et relever U1(t) et

Vs(t).

• Que peut-on dire de la commutation de Vs(t) ?

• Augmenter l’amplitude du bruit en Ve et noter la valeur de celui-ci (en Vcàc) pour

laquelle les commutations ne sont plus franches en Vs(t).

• Pour un comparateur simple (sans hystérésis), quels effets négatifs seraient

engendrés si Vs était un signal logique d’horloge d’un compteur ou d’un séquenceur ?

• Quel est l’intérêt de l’hystérésis ?


43

III Générateur de signaux carrés 1° Comparateur à hystérésis inverseur

U2

ε

R7

R6

U1

R7 = 22 kΩ ; R6 = 47 kΩ ; Valim = ± 15 V


D’après l’étude précédente, calculer numériquement les seuils VH et VL du comparateur à

hystérésis.

b) Pratique

• Relever la caractéristique entrée-sortie U2(U1) à l'oscilloscope.

• Noter les seuils VH et VL pratiques et le sens de parcours du cycle.

• En observant U2(t) et U1(t), le seuil haut VH est-il franchi sur front montant ou sur

front descendant de U1(t)?

• Même question pour VL.

2° Multivibrateur

On fabrique un oscillateur à relaxation avec un circuit RC associé au comparateur précédent.

U2

ε

R7

R6

C

R

U1

R = 4,7 kΩ ; C = 1 µF Vsat = ± 13 V


44


• Expliquer le fonctionnement du montage.

• Formes de U1(t) et U2(t) ?

• Calculer la période T du signal engendré.

• Donner l’expression littérale de T en fonctions des résistances Ri et de C.

b) Pratique

• Câbler le montage complet et relever U2(t), U1(t) en concordance temporelle.

• Mesurer la période T et retrouver les seuils VH et VL.

IV Redressement sans seuil La caractéristique approchée de la diode

est


Déterminer la caractéristique Vs(Ve) du montage.

2° Pratique

• Tracer expérimentalement cette caractéristique

• Injecter en Ve un signal sinusoïdal et relever les signaux Ve(t) et Vs(t).

TP 5 Diodes : caractéristiques et applications

45

TP5 : DIODES : CARACTERISTIQUES ET APPLICATIONS

La diode est un dipôle non linéaire c'est-à-dire que la relation entre Id et Vd n'est pas linéaire. Cette caractéristique rend l'étude des circuits à diodes assez délicate et l'on cherchera toujours à se ramener à un modèle équivalent linéaire pour faciliter les calculs. Ce TP propose tout d'abord d'observer la caractéristique Id (Vd) statique de différentes diodes afin de déterminer un modèle équivalent qui sera valable pour des tensions Vd de grande amplitude (∆Vd >> VT ≈ 25 mV). Pour de faibles signaux, on recherchera un modèle linéaire plus précis mais qui ne sera valable que localement. La 2e partie du TP porte sur l'étude de quelques applications courantes des diodes.

I) Caractéristique statique de quelques diodes On souhaite observer la caractéristique statique Id(Vd) de quelques diodes de différentes catégories, directement grâce au mode XY de l'oscilloscope. Ceci suppose de faire varier ces 2 grandeurs et que les variations soient suffisamment lentes pour obtenir la même courbe que celle qu'on aurait obtenu point par point avec Id et Vd rigoureusement continus. Le schéma proposé utilise une résistance R qui permet à la fois de limiter le courant dans la diode et de pouvoir l'observer à l'oscilloscope en exploitant la loi d'Ohm.

egénérateur defonctions

R

voie verticalede l'oscillo

voie horizontalede l'oscillo

V2

V1

masse de l'oscillo

Diode


46

Cependant la mise en œuvre de ce montage en pratique nécessite quelques précautions quant aux choix et la disposition des appareils.

Expliquer pourquoi ce montage n'est pas utilisable si la source de tension et l'oscilloscope sont de classe 1 (masse non flottante).

Proposer différentes solutions possibles sachant que l'on dispose de transformateurs

d'isolement 220/220V et sur quelques paillasses de GBFs flottants (classe 2), d'amplificateur différentiel x1..

Observer la courbe I(V) des différentes diodes proposées (n'imprimer que les 2 premières) a) Diode de redressement au silicium 1N4007 Choisir R et l'amplitude de la tension source (sinusoïdale ou triangle) pour atteindre au moins Id = 20mA. Prendre une fréquence suffisamment basse pour que les diodes n’introduisent pas de déphasage (courbe de Lissajoux). De plus on prendra garde à travailler avec les deux voies de l’oscilloscope en position DC, et à ce qu’elles soient calibrées. Déterminer les paramètres E0 (tension de seuil) et la pente "moyenne" 1/RON dans la zone qui semble linéaire. b) Diode zéner BZX 85 C 4V7 Effectuer la même manipulation pour la diode zéner pour laquelle on fera apparaître la zone de fonctionnement zéner que l'on caractérisera par Vz (tension zéner) et Rz (résistance zéner). c) Diode schottky BAT 42 Mesurer précisément le seuil. Observer la rapidité de cette diode en augmentant progressivement la fréquence du générateur. d) LED de couleur Veiller à ne pas dépasser Id = 40 mA (les LEDs supportent un courant continu maximum de l'ordre de 20 mA en général) et ne pas faire subir à la diode une tension inverse supérieure à 5V; choisir l'amplitude de la source et de la résistance en conséquence. Mesurer la tension de seuil. En vous référant au tableau indicatif de l'annexe 1, vérifier que la mesure est cohérente avec la couleur de la LED.


47

II) Modèle petit signal 1) Proposer un montage permettant de mesurer avec un maximum de précision la résistance

dynamique 0IdId

Vdrd∂∂

= de la diode 1N4007 pour un courant moyen Id0 = 1 mA.

2) Rappeler l'expression théorique de rd et déduire de la mesure précédente la valeur de m (dit "facteur d'idéalité") qui doit être voisin de 2.

3) Vérifier visuellement qu'en augmentant Id0 rd diminue.

III) Etude de circuits à diodes On supposera dans l'étude théorique que les diodes fonctionnent en commutation. On peut donc utiliser le modèle grand signal dans lequel on prendra une tension de seuil E0 = 0,6 V et RON sera négligée.

1) Redresseur monoalternance

Dans les 2 cas suivants : a) E = 10 V b) E = 2 V

Relever eg(t) et Vs(t) sur le même graphe.

Mesurer <Vs> (valeur moyenne de Vs) et sV (valeur crête de Vs). Expliquer les courbes obtenues et comparer les valeurs mesurées avec celles théoriques (on supposera un seuil E0 ≈ 0,6 V pour la diode).

Quelle est la fonction de ce montage ?

eg (t) =E × sin (2π×50×t)

R = 1 KΩ

D = 1N4007


48

2) Redresseur monoalternance avec filtrage

On ajoute à la sortie du montage précédent un condensateur dont le rôle sera de lisser les variations de la tension Vs.

Théorie A PREPARER 1) Représenter l'allure de Vs (t) en concordance temporelle avec eg (t). 2) Donner l'expression de Vs(t') lors de la phase de décharge du condensateur, soit 0 ≤ t' ≤ Td. t' est le temps qui s'écoule depuis l'instant où D se bloque (on supposera que cela se

produit à t = T/4 + kT pour simplifier les calculs) Td est la durée pendant laquelle D reste bloquée et C se décharge. 3) Exprimer Td en fonction de T=2π/ω, R, C, E et E0≈0,6 V le seuil de la diode. 4) En déduire l'ondulation ∆Vs de Vs (t). 5) Montrer que pour T>> τ = R.C et E>> E0 on peut exprimer l'ondulation par ∆Vs ≈ E . T / τ Mesures Pour C = 47 µF, puis C = 220 µF

Relever eg(t) et Vs(t) sur le même graphe.

Mesurer ∆Vs

Comparer avec les prévisions théoriques

R

Id

Vd

Vseg

D

C

eg (t) =E × sin (2π×50×t)

E = 10 V

R = 1 KΩ

D = 1N4007


49

3) Conformateur à diodes

Théorie A PREPARER On commence par étudier le circuit suivant :

1) Donner l'expression de Vs en fonction de la valeur de Ve. On notera m le rapport 21

2

RRR+

2) Tracer la caractéristique de transfert Vs (Ve) pour - 2 E2 ≤ Ve ≤ 2 E2. (on prendra E2 ≈ 2 E1) On considère maintenant le montage suivant appelé "conformateur à diodes" 3) Montrer qu'un circuit Di + Dzi a la même caractéristique I (V) que le circuit Di + Ei du

1er schéma. 4) En déduire la caractéristique de transfert Vs (Ve) pour - 2 E2 ≤ Ve ≤ 2 E2 de ce montage.

R1

R2

E2E1

D1 D2Ve Vs

0 < E1 < E2


50

On applique maintenant un signal Ve (t) triangulaire de valeur crête Vem et de pulsation ω. 5) Tracer dans un même repère Ve (θ) et Vs (θ) pour 0 ≤ θ = t/ω ≤ π/2. 6) Montrer que ce montage permet d'obtenir en sortie une tension Vs pseudo-sinusoïdale. On désigne par α l'angle correspondant à l'instant où D1 commence à conduire et β, l'angle où D2 commence à conduire. On souhaite que Vs (t) soit sinusoïdale avec la meilleure pureté possible. Minimiser les harmoniques de Vs (t) revient à minimiser les harmoniques de sa

dérivée θd

dVs qui est plus simple à caractériser.

7) Représenter θd

dVs en fonction de θ pour 0 ≤ θ ≤ π/2

8) Montrer que le développement en série de Fourier de θd

dVs est de la forme

( )∑∞

=⋅=

1cos

n n naddVs θ

θ avec n impaire Ν∈ . Exprimer les coefficients an.

On souhaite annuler les premières harmoniques a3 et a5 9) Montrer que la solution α = π/5 et β = 2π/5 permet d'obtenir a3 = a5 = 0 tout en étant

réalisable (0 < α < β < π/2) et m < 1 (à vérifier ensuite). 10) Calculer m. 11) On choisit Vem = 13,25 V et R1 = 1,5 KΩ. Calculer R2 , Vz1 et Vz2 . Mesures Effectuer le câblage et vérifier la fonctionnalité du montage. On pourra visualiser la transformée de Fourier rapide (FFT) de Vs (t) à l'oscilloscope et faire varier Vem pour observer si Vem ≈ 13,25 V est bien la valeur optimum. NB : il peut être nécessaire d'intercaler un amplificateur à AOP entre le montage et le GBF si

celui-ci ne permet pas de délivrer un triangle d'amplitude 13,25 V


51

ANNEXE : tension de seuil des Leds

TP 6 Alimentations de tensions linéaires

52

TP6 : ALIMENTATIONS DE TENSION LINEAIRES

Une alimentation de tension est un dispositif qui, à partir d'une source d'énergie

(secteur, piles, accumulateurs…) fournit une tension aussi indépendante que possible du

courant débité :

IVVs 0 ∀=

Nous allons étudier dans ce TP les différentes fonctions permettant de mettre en

œuvre une alimentation de tension à partir d'une tension sinusoïdale U1 (t) =U1M × cos

(2π×50×t) qui peut être obtenue du secteur au moyen d'un transformateur. Le

transformateur ne sera pas étudié ici par manque de temps (voir UV optionnelle initiation à l'électronique de puissance).

Avertissement

Les charges résistives appliquées dans ce TP sont suffisamment faibles en regard des

tensions à leurs bornes pour dissiper des puissances inhabituelles allant jusqu'à 2 W. Il

conviendra donc de garder à l'esprit la relation 22

IRR

UP ⋅== , tout d'abord pour ne

pas griller les résistances (celles utilisées en TP d'habitude ne peuvent dissiper que ¼ de

W !), mais aussi pour ne pas se brûler en saisissant les résistances lorsque Pdissipée

approche PMAX (au-delà la fumée dégagée dissuade généralement d'approcher les

doigts…!!)

Les condensateurs utilisés sont de forte capacité et sont donc polarisés (technologie

électrolythique). Il faut bien faire attention de les brancher dans le bon sens (voir

schémas) sous peine de les faire éclater.

U2U1secteur220 Vac

Conversion AC-AC Redressement Filtrage Stabilisation / Régulation

U3


53

I ) REDRESSEMENT Le premier élément de la structure est le redresseur qui permet d'obtenir une tension

strictement positive à partir de la tension alternative U1 (t). Cette fonction est construite

autour d'une ou plusieurs diodes utilisée en commutation. Il convient donc d'utiliser dans

l'étude le modèle grand signal de celle-ci (voir TP sur les caractéristiques de diodes). Le

redresseur étudié ici est le bialternance, de loin le plus utilisé dans ce type d'application.

Le générateur sera à masse isolée de la terre. U1 (t) sera mesurée grâce à un ampli

différentiel. Les 4 diodes sont incorporées dans un circuit à 4 broches appelé Pont de Graëtz qui désigne cette structure.

a) U1M = 8V et <U1> = 0

Relever en concordance temporelle :U1 (t), U2 (t) ainsi que la tension aux bornes des 2

diodes du bas.

Mesurer <U2> et 2U

Noter la valeur de la tension maximum inverse VRRM supportée par les diodes. C’est ce

paramètre, ainsi que le courant moyen <ID> et le courant de crête IDM, qui conditionne

principalement le choix des diodes.

b) U1M = 8 V et <U1> = 3 V

Relever à nouveau U1 (t) et U2 (t).

Expliquer le phénomène observé et en déduire la fonction mathématique de ce

circuit.

On choisira RL = 1 KΩ

U1 +-

RL U2

~

~

U1


54

II) FILTRAGE En association avec le redresseur, cette fonction doit pouvoir permettre d’obtenir à

partir de la tension U1 (t) issue du transformateur, une tension U2 (t) presque continue.

220Veff U1+-

C RL U2+-

~

~

On utilise désormais un transformateur pour délivrer la tension U1 (t) avec U1eff = 18

V (⇒ U1M ≈ 25 V).

Théorie A PREPARER

1) A partir du fonctionnement du pont de Graëtz, donner l’allure de la tension U2 (t) (on

supposera r = 0).

2) Donner la relation exacte reliant l'amplitude 2UΔ de U2 à la constante de temps τ du

circuit.

3) Soit ><

−=

2

22

UUU MINMAX

ondτ le taux d’ondulation crête à crête de la tension U2 (t) . Montrer

que pour une ondulation faible (τond < 20 %), les diodes conduisent peu et le

condensateur se décharge pratiquement à courant constant si bien que l’on peut alors

relier l’ondulation τond à la constante de temps τ par l’approximation : τ

τ.2T

ond ≈ .

4) Calculer C pour obtenir un taux d’ondulation de 20 %.

Mesures

Sans la résistance r : Relever, avec la valeur de C calculée, U2(t) et mesurer <U2(t)>, Û2

et U2càc

En déduire la valeur de τond et comparer avec la valeur attendue.

En insérant la résistance r: Relever l'image du courant I (t) en concordance avec U2 (t).

Effectuer à nouveau cette mesure pour C= 1000 μF et en

déduire Î et <I>.

Expliquer le phénomène observé.

r

I

On choisira :

RL = 1 KΩ

r = 10 Ω.


55

III) STABILISATION L'expérimentation précédente a permis de montrer que le filtrage permettait d'obtenir

une tension à peu près continue. Mais la plupart des applications exige une ondulation très

faible (τond < 1 %) ce qui conduirait bien souvent à utiliser un condensateur de forte

capacité. Sachant que celle-ci est proportionnelle à l'encombrement et au coût

(particulièrement pour les valeurs >1000 μF) cette solution n'est pas souhaitable.

De plus, la tension U1 (t) n'est elle-même pas stable en sortie du transformateur :

tout d'abord la tension secteur peut fluctuer (± 10 % autour de 220 Veff), ensuite les pertes

du transformateur (résistance des bobinages) font chuter U1M en fonction du courant de

charge. Il faut noter à ce propos que la tension du secondaire indiquée par le constructeur

est sa valeur efficace mesurée lorsqu'il fournit son courant nominal (ici 250 mA); U1eff à vide

est donc supérieure d'environ 20 % à la valeur attendue).

Il faut donc chercher à stabiliser la tension de sortie. Une idée simple consiste à

utiliser un récepteur de tension le plus parfait possible. Une diode zéner se comporte

quasiment comme une fcem (force contre-electromotrice) de valeur VZ lorsqu'elle est

polarisée en inverse (voir caractéristique IDZ (VDZ) de la diode BZX85C15 en annexe 1). La

valeur de VZ peut être choisie dans la série normalisée E24 (24 valeurs par décade) chez les

fabricants.

En petit signal autour d'un point de repos, elle peut être approximée par une

résistance rZ dont la valeur est d'autant plus faible que le courant de repos est élevé. Il est

évident que l'on cherche à obtenir une résistance dynamique rZ la plus faible possible de

manière à se rapprocher au mieux d'un récepteur de tension parfait. Il est intéressant de

noter que pour un même courant de repos, toutes les diodes ne présentent pas la même

valeur de rZ (voir figure 3 de l'annexe 1) et que le minimum est obtenu pour des diodes

zéner de ≈ 6 V (6,2 V dans la série E24).

De plus, le coefficient de température T

VZ

∂∂

n'est pas non plus constant et présente

aussi un minimum pour les diodes zéner avec VZ ≈ 6 V (voir figure 4 de l'annexe 1). Cette

particularité est intéressante lorsque l'on cherche à réaliser une référence de tension précise.

Dans la structure simple que nous allons étudier, les critères ci-dessus ne sont pas

considérés : la tension zéner VZ à choisir est directement celle dont nous avons besoin, c'est-

à-dire la valeur de la tension continue V0 que doit fournir l'alimentation.


56

Le schéma est le suivant :

La résistance R sert à limiter le courant dans la diode zéner afin que IZ < IZMAX (≈ 87 mA pour

la BZX85C15) même dans le cas le plus défavorable où RL ∞ (pas de charge)

Idéalement U3 devrait valoir VZ et être constant (u3 = 0). Dans la réalité, la sortie se

comporte comme un générateur de tension imparfait comportant une résistance interne et

une fem qui de plus dépend des variations de l'entrée U3. D'où l'expression de la composante

variable u3 :

Liuu ⋅−⋅= ρδ 23

avec δ : facteur de stabilisation amont (vis-à-vis des variations de l'entrée U3)

ρ : facteur de régulation aval (vis-à-vis des variations de la charge)

NB : A priori δ < 1 sinon le schéma ne présenterait pas un grand intérêt !!

Dans le cas d'une charge résistive RL, on a L

3L R

ui = et on peut écrire :

223

1uu

R

u

L

⋅≈⋅+

= δρ

δ tant que ρ << RL

U2 RL

R

U3

IZ

VZDZ

BZX85C15

IL


57

Théorie A PREPARER

Calculer la valeur minimum de R

En remplaçant la diode par sa résistance équivalente rZ (≈ qques Ω), montrer que :

Rr

rRr Z

Z

Z ≈+

=δ

ZZ rR//r ≈=ρ

Ces 2 coefficients doivent être minimisés, il faut donc minimiser rZ, ce qui est logique,

et donc maximiser IZ. On choisit R = 220 Ω :

calculer le courant de repos IZ0 pour RL → ∞ et RL = 470 Ω. (on supposera <U2> = 25 V)

En déduire la valeur de rZ sur la caractéristique de l'annexe 2, puis celle de δ et ρ.

NB : - Il est très important de noter que δ et ρ dépendent directement de la résistance

dynamique de la diode rZ , qui varie fortement avec IZ0 donc avec la charge.

- De même la notion de résistance dynamique n'a de sens que si l'ondulation de la

tension aux bornes de la diode est faible (quelques dizaines de mV maxi).

- La tension u2 est elle-aussi influencée par la charge puisque l'ondulation aux bornes

du condensateur augmente quasi-linéairement avec IL.

δ et ρ ne servent donc qu'à comparer différents circuits stabilisateur

pour une charge donnée

Mesures

Relier ce circuit au précédent (on prendra C=220 μF pour minimiser l'ondulation) et

visualiser U3 (t) et U2 (t) avec RL non connectée. En déduire la valeur de δ puis celle de rZ et

les comparer avec les valeurs attendues.


58

IV) REGULATION

1) Avec transistor "ballast"

Le circuit précédent ne convient pas pour alimenter de faible charge. En effet, même

dans le cas optimum ou l'on choisit R=RMIN (IZ=IZMAX à vide) la charge minimum RLMIN vaut

alors Ω≈= 172I

VR

ZMAX

ZLMIN (la diode est alors à la limite du blocage et rZ est donc très

grande).

Pour alimenter de plus faible charge on peut associer au circuit précédent un

montage suiveur qui, rappelons-le, est un quadripôle qui amplifie le courant d'entrée

( 1ii

Aie

s >= ) tout en faisant suivre la tension ( 1vv

Ave

s ≈= ). L'intérêt est donc ici de faire

apparaître la charge RL comme étant Ai fois plus grande au montage stabilisateur précédent.

Ce suiveur sera ici un transistor câblé en collecteur commun qui dans cette application est dit

"monté en ballast".

Principe

Grâce au transistor, le courant prélevé dans la diode zéner est β+1 fois plus faible

que celui fournit à la charge pour une tension U3 proche de Vz (U3 = VZ – 0,6). Le simple

ajout du transistor au circuit stabilisateur précédent permet donc d’alimenter des charges de

résistance (β+1 fois) plus faible.

Nous n’étudierons pas ce circuit plus en détail par manque de temps pour nous

intéresser au régulateur intégré qui est bâti autour de cette même structure.

U2 RL

R

U3IZ

VZDZ

BZX85C15


59

In Out

Com

7815

0,33 uF 0,1 uF

120

1 K

++RL RB

eg

U2 U3

A

B

U2

R1R

U3

DZ R2

2) Avec régulateur intégré

Le régulateur à transistor ballast permet de piloter des charges faibles mais

n'améliore pas le facteur de stabilisation amont δ. Le régulateur de tension intégré

fonctionne sur le même principe mais il possède un amplificateur de tension (ce qui lui

permet encore de diminuer le facteur de régulation aval) avec une grande impédance

d'entrée qui permet de choisir le point de repos de la diode zéner pour optimiser le facteur

de régulation amont sans se soucier de la charge.

Les régulateurs de tension fixe (5V, 8V, …) de la famille 78XX sont des régulateurs séries

(transistor en série dit "ballast") qui possèdent la structure suivante :

L'amplificateur amplifie l'erreur et le transistor amplifie toujours le courant (suiveur).

Grâce à l'asservissement, la référence de tension peut être de fcem différente de celle

désirée ce qui permet de choisir une zener à faible coefficient de température (VZ ≈ 6 V). Ces

régulateurs possèdent de plus une protection thermique en cas de surcharge. Il est

nécessaire de placer un condensateur de 0,33 μF en entrée pour éviter les risques

d'oscillations et un autre de 0,1 μF en sortie pour rejeter les courants transitoires (charge

variable).

Mesures

Z2

13 V

RR

1U ⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=


60

a) Stabilisation amont

Relier ce circuit à l'étage de filtrage en choisissant C=47 μF en plaçant RL=330 Ω en

// avec C de manière à faire varier U2 entre ≈ 18 V et 27 V.

Observer U3 et mesurer <U3> et le facteur de stabilisation amont (régulateur à vide).

Comparer avec les valeurs données par le constructeur (voir annexe 3).

b) Régulation aval

Alimenter ce circuit avec une tension continue U2 = 25 V (il faut U2 – U3 > 2 V pour

que le régulateur fonctionne correctement). Relier le dipôle AB en sortie du régulateur, le

transistor permettant de faire commuter la charge RL. On appliquera pour cela une tension

eg carrée 0 – 5V (sortie TTL du GBF) à la fréquence de 100 Hz.

Observer U3 et son ondulation et la comparer avec les valeurs données par le

constructeur.

V) Etude de la chaîne complète

Relier le régulateur à l'étage de filtrage en choisissant C=220 μF et charger le

régulateur avec RL=120 Ω.

Relever U2 et U3 .

Dans cette configuration nous venons de réaliser une alimentation correctement

dimensionnée pour alimenter une charge résistive de 120 Ω (ou une charge quelconque

absorbant un courant maxi ILMAX = 15/120 =125 mA) sous une tension V0 = 15 V.


61

SYNTHESE

Cahier des charges : tension d'alimentation : V0

courant maxi à fournir à la charge : ILMAX

Choix du régulateur

Si la tension et le courant à fournir ne sont pas trop élevés (V0 < 30 V et ILMAX <

qques A) le régulateur intégré est une solution peu coûteuse permettant d'obtenir une très

bonne stabilisation/ régulation de la tension de sortie. On choisit le régulateur d'abord en

fonction du courant ILMAX puis en fonction de la tension V0 (si celle-ci n'est pas normalisée, on

choisit un régulateur ajustable).

Sinon, on est amené à construire son propre régulateur au moyen d'une diode zéner

et d'un transistor ballast de puissance (les constructeurs proposent également des

améliorations possibles de leur régulateur dans les notes d'application).

Choix du condensateur Une ondulation de 1 V voire quelques Volts est raisonnable. Il est inutile de

descendre en dessous compte tenu de l'étage stabilisateur/régulateur qui suit et conduirait à

un surdimensionnement du condensateur et du transformateur. En conséquence :

01.0I2T

UIC LMAX

2

LMAX ×≈⋅Δ

≈

La tension de service devra être supérieure d’environ 10 V à V0 (voir ci-dessous).

Choix du transformateur

On choisit la tension de sortie telle que U1eff × 2 soit supérieure à V0 de l’ordre

de 10 V compte tenu des chutes de tensions dues aux 2 seuils de diodes (≈ 1,4 V), à

l'ondulation ΔU2 (≈ 1 V), de la tension de déchet du régulateur (≈ 2 à 3 V) ce qui laisse

une marge d'au moins 5 V.


62

La puissance apparente débitée par le transformateur vaut S = U1eff × I1eff et peut être

estimée par la puissance absorbée par l'entrée du régulateur ≈ U1eff × 2 × ILMAX . Il convient

de multiplier cette grandeur par 2 pour tenir compte du fait que la charge vue par le

transformateur est en réalité partiellement réactive (donc S > P) à cause du condensateur

(d'où l'intérêt aussi de ne pas l'avoir choisi trop grand). Le calcul précis est en réalité difficile

car il faut tenir compte de l'inductance du secondaire que l'on ne connaît pas à priori

lorsqu'on recherche un transformateur.

En conséquence, on choisira S > 2 × U1eff × 2 × ILMAX

NB : Pour prévenir tout incident, on place un fusible à fusion temporisée (à cause du

courant de pointe au démarrage lorsque que C est initialement déchargé) en série avec

le primaire de valeur ≈ 2 fois ILMAX × 220U eff1 .

Choix des diodes Les ponts de graëtz existent sous forme intégrée comprenant les 4 diodes précâblées.

On le choisit en fonction :

de la tension inverse maxi supportée par les diodes : VRRM = U1eff × 2

du courant moyen qui traverse les diodes : <ID> qu'on majorera en prenant ILMAX

NB : le courant de crête n'est pas critique car il est limité par l'inductance du secondaire.

TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire

63

TP7 : CARACTERISTIQUES DU TRANSISTOR BIPOLAIRE

L’étude se fera d’abord en grands signaux puis on déterminera un modèle linéaire en petits

signaux en un point de repos choisi.

I Modèle en petits signaux Pour des écarts petits autour du point de repos défini par la polarisation, les relations entre

les variations des grandeurs électriques Vce, Ic, Vbe, Ib sont linéaires.

Ces relations entre grandeurs dynamiques ΔVce, ΔIc, ΔVbe, ΔIb, du biporte amplificateur

peuvent s'exprimer sous formes matricielles.

Un modèle petits signaux traduisant une de ces formes est :

u1 = rbe i1

i2 = βo i1 + ce2

ru

avec :

u1 = ΔVbe = Vbe - Vbeo

u2 = ΔVce = Vce - Vceo

i1 = ΔIb = Ib - Ibo

i2 = ΔIc = Ic - Ico

Ce système de paramètres est celui du montage Emetteur Commun puisque l'entrée du

quadripole est BE (Vbe, Ib), la sortie CE (Vce, Ic).

Par identification :

rui

VIbe

u

be

b V ctece

=⎛⎝⎜

⎞⎠⎟ =

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

= =

1

1 02

ΔΔ

β02

1 02

=⎛⎝⎜

⎞⎠⎟ =

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

= =

II

II

u

c

b V ctece

ΔΔ

1/ rIu

IVce

I

c

ce I cteb

=⎛⎝⎜

⎞⎠⎟ =

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

= =

2

2 01

ΔΔ


64

Le schéma dynamique petits signaux est :

B

E

u1

i1

u2

C

E

i2

rbe

β0 i1 rce

On cherchera à déterminer les valeurs expérimentales de ces paramètres pour le point de

repos Vceo = 10V et Ibo = 44µA.

II Caractéristiques de sortie Ic(Vce) 1° Amplificateurs différentiels

On utilisera les amplificateurs différentiels présents sur la maquette du traceur de

caractéristiques dont les symboles sont les suivants :

C+

C-SCx1/10

A+

A-SAx1

B+

B-SBx1

Amplificateurs différentiels

Trois amplificateurs différentiels permettent d'éviter les problèmes de masse.

Les amplificateurs X1 ont un gain de 1, une impédance d’entrée très élevée de plusieurs MΩ

mais ont une dynamique réduite de ± 20V en entrées (par rapport à la masse) et en sortie.

L’amplificateur X1/10 divise le signal différentiel par 10, son impédance d’entrée est de 1MΩ

(2MΩ en différentiel), mais a une dynamique de ± 200V sur les entrées.

2° Montage (transistor en direct)

Rc = 1kΩ

Vcc est un signal triangulaire à 100Hz.

T est un transistor NPN (TIP31C).

A chaque valeur de V+, Ib = cte (Vbe = Vbeon ≈ 0,60V) correspond plusieurs aller-retour d'une

caractéristique Ic(Vce) à Ib = cte.


65

Vcc

Rc

B+

B-

V+Vce

VbeRb

100KT

Ic

générateur de fonction

Après avoir calculé les valeurs de V+ permettant de fixer le courant de base à

Ib0 = 44µA puis à Ib1 = 54µA, on visualisera pour chaque cas Ic(Vce) dans le 1er quadrant (Ic

> 0 et 0 < Vce < 12V environ), c’est à dire T en direct.

⇒ Régler l'oscilloscope pour visualiser les caractéristiques pour Ib1 et Ib2

⇒ Reporter sur un oscillogramme les deux relevés, les valeurs de V+, le titre ainsi que

les axes avec les échelles (mA, V).

⇒ Comparer vos relevés avec le relevé Ic(Vce) d’un transistor TIP31C donné en

annexe. Commentaires.

3° Exploitation

⇒ Pour Vce = cte = 10V, déterminer βo = ßdynamique (= h21 = hfe) au voisinage de

Ibo = 44µA.

⇒ Pour Ibo = 44µA, déterminer approximativement rce

⇒ Déterminer la tension de Early

⇒ Reporter ces résultats sur la feuille de relevés.

4° Transistor en saturation

⇒ Relever la caractéristique Ic(Vce) pour Ib=44µA dans la zone de saturation

(zoom autour de 0) en modifiant les réglages des appareils (Rc = 100Ω et ampli X1)

⇒ Donner Vcesat (lorsque Ic est à 90% de son asymptote).


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III Caractéristique d'entrée Ib(Vbe) 1° Montage

⇒ Proposer un montage permettant de visualiser à l’oscilloscope la caractéristique

Ib(Vbe) à Vce ≈ Vcc = cte = 10V (on prendra Rb = 100kΩ et Rc = 100Ω valeur faible

pour avoir Vce ≈ cte).

Le générateur est à une fréquence suffisamment basse pour éviter les déphasages dus aux

capacités internes du transistor, ce qui provoquerait un dédoublement de la courbe en XY.

2° Mesures et exploitation

⇒ Tracer Ib(Vbe) pour 0 < Ib < 80µA. Sortir la courbe sur table traçante.

⇒ Déterminer à partir de la caractéristique Ib(Vbe) la valeur de rbe au point Ibo = 44µA.

Noter ce résultat sur la feuille de relevés et le schéma de mesure.

IV Courbes Ic(Ib) Le montage et les réglages sont presque les mêmes que précédemment .

⇒ Visualiser Ic(Ib) à Vce ≈ Vcc = cte = 10V.

⇒ En déduire à nouveau βo = ßdyn pour Vceo = 10 V et Ibo = 44µA.

⇒ Quelle la valeur du gain statique en courant BCsta I

I=β au point Ibo = 44µA ;

⇒

V Transconductance

⇒ A Ico = ßst x 44 µA, calculer la transconductance gm (pente S) VVccbe

cm V

Ig

10=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ΔΔ

=

avec la formule approchée S = gm = Ico/VT

(VT = kT/Qe = 25mV).

VI Schéma dynamique ⇒ Dessiner le schéma dynamique du transistor en direct avec les valeurs numériques

déterminées expérimentalement pour le point de polarisation à Ibo = 44µA et

Vceo = 10V.

⇒ Calculer rbe théorique (CO

Tbe I

Vr

.0β= )


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VII Transistor en commutation

Dans cette utilisation, le transistor sera utilisé en Bloqué ou Saturé donc en interrupteur

électronique.

1° Rappel des conditions

On travaillera en direct (Vce > 0).

Le transistor est bloqué (Ic = 0 et Ib = 0) quand la diode BE est bloquée donc

Vbe < Vbeon ≈ 0,6V.

L’interrupteur est ouvert parfaitement.

Quand le transistor est saturé la tension Vce devient très faible (Vcesat ≈ 0,2V) donc pas idéale

pour un interrupteur fermé mais cette tension reste négligeable par rapport aux tensions de

la maille de sortie.

Pour saturer le transistor, celui ci est bien sûr passant (Vbe = Vbeon ≈ 0,6V) mais le courant

de base doit être suffisant (stacb II β> ) (Ic se calculant dans la maille de sortie avec l’hypothèse

transistor saturé).

2° Commande d’une LED

a) Choix des composants

La diode électroluminescente (LED) a une tension directe de l’ordre de 2V (dépendante de sa couleur). On fera passer un courant de 15 mA pour l’éclairer. Le générateur fournit un signal carré logique aux normes TTL (VL = 0,1V et VH = 3,8 V). On

travaillera à une fréquence très basse (période de plus d’une seconde) pour pouvoir suivre

visuellement l’allumage et l’extinction de la LED.

⇒ Calculer la résistance Rc de limitation de courant de diode.

⇒ Calculer la résistance de base Rb suffisante pour saturer le transistor. On prendra

βst = 100 et un coefficient de sécurité d’au moins 2 pour assurer la saturation.

⇒ Dans quel état est le transistor quand Eg est au niveau bas ?


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LED

Rc

Rb

Eg

Valim

10 V

Ic

Ib

VceVbe

TTL

b) Mesures

⇒ Faire le câblage avec les composants calculés.

⇒ Relever les signaux Vbe, Vce et Eg(t) (sortie TTL du générateur)

⇒ Le transistor passe-t-il bien de l’état bloqué à l’état saturé ?

⇒ Que vaut Vcesat ?

⇒ Que vaut la tension directe de la LED ?

Annexe : caractéristiques Ic(Vce) d’un transistor TIP31C.

TP8 Caractérisation d’un amplificateur

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TP8 : CARACTERISATION D’UN AMPLIFICATEUR EN CLASSE A

I) Objectif Le but de ce TP est de caractériser totalement le comportement dynamique d’un amplificateur en se basant sur sa représentation matricielle. Du point de vue expérimental (mesures) l'amplificateur est considéré comme une "boite noire". Cependant il est demandé dans le cadre de la préparation d'effectuer les calculs théoriques : calcul des caractéristiques du point de repos (polarisation) et expressions théoriques des paramètres mesurés à partir du schéma équivalent en petit signal.

II) Représentation quadripolaire La caractéristique entrée sortie n’est pas forcément linéaire mais pour des variations suffisamment petites, il y a pratiquement proportionnalité entre les grandeurs dynamiques entrée/sortie (ΔU1 et ΔU2). Dans ces conditions, les signaux ne sont presque pas déformés et on pourra considérer qu'une sinusoïde à l’entrée engendre une sinusoïde en sortie. En petits signaux, les grandeurs complexes d’entrée (U1 et I1) et de sortie (U2 et I2) du quadripôle linéaire sont reliées par des équations linéaires et donnent des jeux de 4 paramètres caractérisant ce quadripôle : matrice impédance, admittance, chaîne ABCD, hybride. Une représentation possible est alors la suivante :

entrée sortie

I2

U2U1

I1

A0 U1Zti I2

Z1Z2

quadripôleamplificateur

Les équations traduisant ce schéma sont :

U1 = Z1.I1 + Zti.I2 U2 = A0.U1 + Z2.I2

Si l’amplificateur est parfait, le terme de retour sortie → entrée Zti est nul.


70

Q

E

S

M M

III) Etude de l'amplificateur à transistor monté en collecteur commun A PREPARER On cherche à caractériser le quadripôle Q qui sera ensuite relié à un générateur (eg ,

Rg) et une charge résistive RL.

Ce = 100 nF; Cs = 100 µF; Rg = 1 KΩ; R1 = 15 KΩ; R2 = 33 KΩ; RE = 220 Ω ;RL = 100 Ω Pour le transistor, on prendra : Vbe = 0,6 V (à l’état passant); βstatique = 100; Vcesat = 0,2 V

1) Etude de la polarisation

Calculer le point de repos P (Vce0 ; Ic0) du transistor. (on supposera pour cela que le

transistor fonctionne en régime linéaire, hypothèse que l’on vérifiera ensuite)

2) Etude en régime dynamique

On étudie le quadripôle Q en régime variable dans la bande passante (les condensateurs sont alors supposés jouer leur rôle de liaison) pour de petites variations des signaux de telle sorte que l’on puisse modéliser le transistor par le circuit linéaire suivant :

rbe

ß0.ib

B

E

C

ib

vcevbe rce

avec gmβ

IV

βrbe 0

C0

T0 =⋅=

0C

A

IV

rce ≈

β 0 : facteur d'amplification en courant

dynamique Figure 2 Figure 2

Figure 1

Vs


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2-1) Calculer les résistances rbe et rce (on prendra β0 = 150 ; VA = 50 V ; VT = 25 mV). 2-2) En utilisant ce modèle, donner le schéma équivalent en régime dynamique petit signal du quadripôle Q.

2-3) Comme l'étude est faite dans la bande passante, le quadripôle Q peut alors être représenté par un circuit linéaire à 4 paramètres réels :

Exprimer puis calculer ces paramètres :

a) La résistance 0

11=

=isie

veR

b) La résistance 0

22=

=veis

vsR

c) L’amplification en tension 0=

=isve

vsA

d) La résistance de couplage0=

=ie

ti isveR

3) Analyse

On considère maintenant le schéma complet de la figure 1.

3-1) En utilisant le modèle de la figure 3, exprimer l’amplification en chargeegvs

en fonction de

Rg, RL et des 4 paramètres du modèle. Effectuer l’application numérique.

3-2) Calculer quel serait le rapport egvs

sans le quadripôle Q, c’est-à-dire si la charge RL était

directement reliée au générateur (eg ; Rg). 3-3) En déduire la fonction de ce quadripôle et son intérêt.

R11 R22

A.veRti.is

E

M M

S

vs

isie

ve

Figure 3


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4) Mesures

4-1) Mesurer le point de repos P (Vce0 ; Ic0) du transistor et vérifier qu'il est conforme aux

prévisions théoriques

On se réfèrera pour la suite aux indications données en annexe au niveau du mode opératoire.

4-2) Etudier la réponse harmonique du gain en tension à vide A (jf). On relèvera simplement

l'amplification dans la bande passante ainsi que la fréquence de coupure basse fCB.

4-3) Pour une fréquence dans la bande passante (fréquence de référence fref) mesurer R11 , R22

et Rti .

4-4) Pour F= Fcb/2, mesurer R11 (complexe).

4-5) Insérer le quadripôle dans le montage de la figure 1 et mesurer l’amplification en charge

egvs

.

Vérifier la cohérence de cette mesure en utilisant le résultat littéral obtenu en 1-3) appliqué aux 4 paramètres mesurés.

4-6) Relever la dynamique maximum de sortie avec et sans charge et expliquer le phénomène observé.


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ANNEXE : Protocoles expérimentaux pour caractériser un amplificateur

Les protocoles présentés peuvent être appliqués à tout montage amplificateur.

I) Réponse harmonique (fréquentielle) en gain On s'intéresse à la réponse à vide (I2 = 0) A0(jω) du gain en tension.

1) Effectuer les mesures permettant de tracer la fonction de transfert liant la tension de sortie U2 à celle d’entrée U1 dans le plan de Bode en amplitude AdB (A(jF) = U2/U1). L’amplificateur est à vide (sans charge).

Remarques : On n’utilise pas de câble blindé en sortie si la capacité supplémentaire apportée par le câble pose problème. Les mesures peuvent être faites au dBmètre (cf. annexe) en surveillant le signal U2(t) à l’oscilloscope (pas de déformations ni de parasites excessifs) et en maintenant l’amplitude de U1(t) constante, en veillant à travailler dans la bande passante de l'appareil. En pratique on fera les mesures avec les mesures automatiques offertes par l'oscilloscope.

2) Exploitation de la courbe

Déterminer le gain de référence Gref dans la "zone plate" de la bande passante, gain max. généralement. Mesurer les fréquences de coupure haute Fch et basse Fcb à -3dB du gain de référence. A la fréquence de référence, Fref = moyenne géométrique de Fch et Fcb, relever U2(t) et U1(t). En déduire le déphasage de U2/U1. On procéderait de la même façon pour la réponse en charge, pour le gain en courant…

II) Impédance d’entrée

1) Attaque en tension – Attaque en courant

Une attaque en tension se fait avec un générateur de tension d’impédance interne négligeable devant l’impédance d’entrée du montage. Une attaque en courant se fait avec un générateur de courant ou avec un quasi-générateur de courant, c’est à dire un générateur de tension d’impédance interne Rg très grande devant Ze (en pratique au moins 20 fois plus grande).

Dans les conditions d’une attaque en courant, la tension d’entrée U1 est très faible devant la f.e.m. du générateur Eg donc :

Eg ≅ Rg.I1 et comme U1 = Ze.I1 on en déduit : Ze RgUEg

=1


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2) Mesure de l’impédance d’entrée

Pourquoi faut-il éviter d'utiliser un câble blindé pour relever U1(t) ? La sortie du circuit amplificateur n’étant pas chargée, on détermine l’impédance d’entrée complexe Ze en faisant une attaque en courant à l’aide d’une résistance de forte valeur en série avec le générateur. Conditions de la mesure : - On effectue la mesure de Ze pour plusieurs fréquences dans et hors de la bande

passante - choisir Rg = 1 kΩ, 10 kΩ ... selon le critère ci-dessus, quitte à modifier la valeur en

cours de mesure, - surveiller le signal de sortie à l'oscilloscope qui ne doit pas être déformé. -

3) Exploitation

On peut déterminer en fonction de la fréquence la nature de Ze (inductive ou capacitive), voir un schéma équivalent.

III) Impédance de sortie L’impédance de sortie peut dépendre de l’impédance interne du générateur à l’entrée. On fera la mesure avec une attaque en tension (Rg très faible). La charge voit Zs avec un générateur de tension commandé par U1 (schéma de Thévenin).

U1 A0.U1 U2

Zs

charge

Deux méthodes sont possibles pour mesurer l’impédance de sortie Zs : 1) En annulant U1, c’est à dire en remplaçant le générateur par un court-circuit à l’entrée, le

dipôle de sortie devient alors passif et on peut mesurer son impédance interne Zs

classiquement (comme Ze précédemment) en faisant une attaque en courant par la sortie.

On choisira Rg et on fait les mesures pour une fréquence à l'intérieur de la bande passante (pas de câble blindé pour mesurer U2).


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2) Une autre méthode est d’attaquer en tension l’entrée U1 et de faire une mesure du gain à vide A0 (sortie en l’air), puis de charger la sortie par R en mesurant le gain en charge A.

A tension d’entrée constante (en amplitude), la tension de sortie à vide U20 et celle en charge U2 donne Zs par la méthode du pont diviseur.

ZsRR

UU

20

2

+=

Remarque : il s’agit d’un rapport tensions complexes de, il faut donc connaître leur

déphasage alors qu’on ne peut visualiser en même temps U20(t) et U2(t). On choisira donc comme source de synchronisation de l’oscilloscope un signal de référence, par exemple U1(t) qu’on visualisera en permanence.

IV) Impédance Zti La mesure de ce paramètre de retour sortie → entrée se fait par une attaque en courant en sortie et en mesurant la tension à vide développée à l’entrée toujours en régime sinusoïdal.

V) Schéma équivalent Pour une fréquence particulière, au centre de la bande passant généralement, on peut récapituler les résultats précédents en attribuant les valeurs numériques complexes au schéma suivant :

entrée sortie

I2

U2U1

I1

A0 U1Zti I2

Z1Z2

quadripôleamplificateur

fascicule_electronique-tpea108.pdf

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