MICROCONTRÔLEUR

8 Elektor 11/2003

L’interface USB ne cesse, en raison de sa faci-lité de mise en œuvre, de voir ses domainesd’applications s’étendre. Nous vous propo-sons ici une centrale d’acquisition USB per-mettant, d’une part, la saisie, sur 2 canaux,de tensions analogiques de niveau TTL (de 0à +5 V) et, de l’autre, d’écrire sur 4 sortiesnumériques. Cette centrale est basée sur un

microcontrôleur de chez Microchip,un PIC16C765 dont la figure 1 pro-pose le brochage.

Le PIC16C765Avec son petit frère, le PIC16C745(28 broches), le PIC16C765 a été le

premier PIC à être doté d’une inter-face USB. Ce processeur RISC(35 instructions seulement) possède8 Kmots (14 bits) de mémoire de pro-gramme et 256 octets de mémoire dedonnées.Il est doté de 8 entrées analogiqueset de multiples entrées/sortiesnumériques, d’un UART, d’une ges-tion USB, etc.Microchip fournit pour ce microcon-trôleur des fichiers assembleurs per-mettant de faciliter l’énumérationUSB, primordiale pour la communi-cation entre ce précédent périphé-rique et l’ordinateur, pour plus d’in-formation se rendre sur le site duconstructeur www.microchip.com.En effet ce port de communicationdevient incontournable pour l’élec-tronicien amateur qui désire rester àla pointe de la technologie, ici nousallons utiliser l’USB de type 1 lent(USB1.1), mais plus que suffisantpour l’acquisition de phénomènes àdéroulement lent telles que mesuresde divers phénomènes comme destempératures, des pressions, etc.

L’électroniqueUn coup d’œil rapide au schéma dela figure 2 permet de constater que

Centrale d’acquisition USBCapture analogique 2 voies en entrée et 4 en sortie

Projet : Eddie Brador

Ce montage basé sur un microcontrôleur moderne de l’écurie Microchip,un PIC16C765, permet l’acquisition de tensions analogiques (0 à 5 V) sur2 voies par le biais du port USB avec possibilités d’écrire sur 4 sortiesnumériques.

rents connecteurs d’entrée et de sortie.L’un des intérêts des montages USB est leuralimentation directement par le biais du portcorrespondant de l’ordinateur.

La platineNous avons bien entendu dessiné une platinepour ce montage. Elle vous est proposée,recto-verso, sérigraphie de l’implantation descomposants et dessin des pistes en figure 3.Cette platine est disponible auprès desadresses habituelles.Vu le (très) faible nombre de composantsconcernés, un processeur, une embase USB,un quartz, 2 résistances et 5 condensateurs,l’étape de réalisation n’appelle guère de com-mentaire, à ceci près qu’il est recommandéd’utiliser, pour le processeur, un support debonne qualité (tulipe).

Le programmeLe programme pour le PC a été écrit en DEL-PHI autour du langage turbo pascal, certainscomposants logiciels permettent de gérerl’USB. Nous reviendrons un peu plus loin surcertaines de ses routines avant assemblage.

InstallationAprès avoir branché le cordon d’intercon-nexion USB qui est également à l’alimenta-tion, le système d’exploitation qu’il s’agissede Windows 2000, Windows SE (Second Edi-tion), Windows Me (Millenium) ou Win-dows XP, reconnaît le montage sous formed’un HID (Human Interface Device) c’est-à-dire comme un périphérique tel que souris,manche de commande (joystick), etc., puisinstalle le pilote (driver) approprié à ce typed’interface.Le microcontrôleur commence son énuméra-tion c’est-à-dire qu’il va s’identifier physi-quement à l’ordinateur notamment en spéci-fiant son numéro ID (identification) et de ven-deur (vendor), ici on garde par défaut celui deMicrochip puisqu’il s’agit d’un montage ama-teur. N’oublions pas que sur le port USB peu-vent être chaînés jusqu’à 125 périphériquesdifférents : il est donc nécessaire de tous lesdifférencier. Après installation on devraitretrouver, dans le gestionnaire de périphé-riques notre carte d’acquisition sous la formed’un périphérique d’interface utilisateur USB(cf. la recopie d’écran de la figure 4).

Programme assembleurSur le site de Microchip, à l’adresse :www.microchip.comon trouve un certain nombre de programmes

l’on se trouve ici en présence del’une des réalisations les plus com-pactes que l’on puisse imaginer.Seuls quelques rares composantsentourent le microcontrôleur, notam-ment le quartz et les traditionnelscondensateurs pris aux entréesOSC1 et OSC2 et chargés de caden-cer le rythme du programme interneà 24 MHz et ce en dépit de la valeurde 6 MHz du quartz utilisé. En effet

une PLL intégrée dans microcontrô-leur assure une multiplication par 4de la fréquence d’horloge de base.Le bouton poussoir S1 permet defaire une réinitialisation (reset) encas de plantage du processeur ; larésistance de 1kΩ5, R1, « acquiesce »la présence d’un périphérique sur laligne par l’intermédiaire de laligne D–. Le reste de l’« électro-nique » se résume en fait aux diffé-

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Figure 1. Brochage du PIC16C765 (source Microchip).

Figure 2. L’électronique de la centrale d’acquisition USB se résume, hors IC1, àbien peu de choses.

qui expliquent comment program-mer ce microcontrôleur pour la com-munication USB c’est-à-dire pour desémission et réception par le biais dece port.L’auteur recommande par ailleurs dese familiariser avec le protocole de

gestion USB, il existe, en effet sur lemarché, des ouvrages assez bienfaits sur le sujet.Une fois n’est pas coutume, nousallons passer en revue quelques sec-tions importantes du programme pourmieux en saisir le fonctionnement.

Le protocole (listage 2) permet d’en-voyer la valeur de l’acquisition vers lePC, en effet celle-ci est dans le registretampon (buffer) évoqué plus haut.

En ce qui concerne l’assemblage ilest plus complexe que dans le casd’un simple PIC16F84, sachant qu’ilest nécessaire d’utiliser d’autresfichiers fournis par Microchip. Lacompilation pourra être faite sousMPLAB, un environnement d’assem-blage mis à disposition gratuitementsur le site du fabricant (cf. plus haut).

Programme DelphiCe langage permet, grâce à descomposants ou des fichiers .dll, decommuniquer avec le port USB, maisil est également possible d’utiliserles API windows.

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(C) ELEKTOR020374-1

C1

C2

C3 C4

C5

HOEK1

HO

EK

2

HO

EK

3

HOEK4

IC1

K1

K2

K3

K4

R1

R2

X1

T

02

03

74

-1

(C) ELEKTOR020374-1

Figure 3. Dessin des pistes et représentation dela sérigraphie de la platine dessinée à l’intentionde cette réalisation.

Figure 4. Recopie d’écran sous Windows XP : reconnaissance de l’interface sous laforme de périphérique d’interface utilisateur (HID).

Liste des composants

Résistances :R1 = 1kΩ5R2 = 10 kΩ

Condensateurs :C1,C2 = 22 pFC3,C4 = 100 nFC5 = 220 nF

Semi-conducteurs :IC1 = PIC16C765 (programmé

EPS020374-41)

Divers :X1 = quartz 6 MHzK1 = embase autosécable à 1 rangée de

4 contactsK2,K3 = embase autosécable à 1 rangée de

2 contactsK4 = embase USB encartable type B

Figure 5. Recopie d’écran sousWindows XP : programme tournantsous Windows XP on voit ici lesvaleurs des deux voies analogiques etcelle des 4 sorties numériques.

Il nous est malheureusement paspossible de vous proposer un courscomplet sur Delphi et ses dérivés,mais une petite recherche sur Inter-net vous permettra indubitablementde trouverez votre bonheur.

UtilisationLe programme compilé destiné àtourner sur le PC et dont le nom estAcq_usb a été testé sous WindowsXP, Windows Millenium, et Windows98 il tourne parfaitement sous cestrois systèmes.Le petit programme permet de lirede façon cyclique le niveau des deuxvoies entre 0 et 5 V (cf. la recopied’écran représentée en figure 5).Vous pouvez utiliser un montagepotentiométrique de 0 à 5 V pour letester.Des cases dotées d’une paire de« flèches » permettent d’écrire sur les4 sorties soit « 1 » soit « 0 », il suffitd’un clic sur la flèche du haut pourun « 1 » et du bas pour un « 0 ». Leprogramme relance automatique-ment l’acquisition. Il est obligatoired’installer le fichier port.dll dans lemême répertoire que le programmeprincipal.Il n’est pas exclu que l’auteur metteau point un programme plus com-plet qui permettrait une gestionplus intelligente des entrées analo-giques (adaptation des tensions àdes grandeurs physiques), exemplepetite interface de température, depression etc. Lorsque ce sera le casnous ne manquerons pas d’y fairemention. Ou tout simplement une petiteinterface météo avec des alarmes ,une petite interface de mesureavec évolution graphique au coursdu temps de certaines grandeursphysiques etc.Le programme du microcontrôleurest fournit sous forme de fichier hex :Elk35.hex ; il est disponible auprèsdes adresses habituelles (disquette)et sur Internet sous la dénominationEPS020374-11. Il existe égalementune possibilité, pour ceux qui neseraient pas en mesure de program-mer le PIC16F765 utilisé ici, d’obte-nir un exemplaire programmé de cecomposant auprès des adresseshabituelles sous la dénominationEPS020374-41.

(020374)

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Listage 1 : Petit extrait du programme écrit pour une voie analogique :

acqudatbanksel PIE1 ; sélection de la banque mémoire du registrebcf PIE1,ADIE ; ne pas utiliser l’interruption

; pour la conversion

banksel ADCON0bcf ADCON0,CHS2 ; choisir l’entéebcf ADCON0,CHS1 ; RA0 dubcf ADCON0,CHS0 ; microcontrôleur

bsf ADCON0,ADON ; valider le convertisseur; interne

pagesel Pdelaycall Pdelay ; appel d’une tempo avant conversion

banksel ADCON0bsf ADCON0,GO; commencer une nouvelle conversion

loopbtfsc ADCON0,GO_DONE ; boucle tant que

goto loop ; conversion non terminée

banksel PIR1BCF PIR1,ADIF ; mettre à zéro le drapeau de fin de conversion

banksel ADRES ; récupérer le résultat de conversionmovf ADRES,w ;banksel buffer movwf buffer ; le mettre dans le registre buffer destiné à

; l’émission vers le PC

Listage 2 : Protocole d’envoi de valeurs vers le PC

SendData ; sous-programme d’émission vers le PCpagesel PutEP1bankisel buffer ; mettre l’adresse du tampon dans le FSRmovlw buffermovwf FSRmovlw 0x4 ; envoyer 4 octetscall PutEP1btfss STATUS,C ; rester dans la boucle jusqu’à la fin

; d’émission du paquetgoto sendData

banksel buffersFilledclrf buffersFilledbankisel bufferclrf bufferclrf buffer+1clrf buffer+2clrf buffer+3clrf buffer+4

pagesel acqudatgoto acqudat

monstre ou de taille ou de complexité. Il fau-drait peut-être considérer ce projet comme

Nous avons essayé, avec FET-AMP,de retrouver nombre des caractéris-

tiques attribuées à un amplificateurà tubes sans cependant en faire un

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1311/2003 Elektor

FET-AMPÉtage de sortie puissant à son « tube »

Burkhard Kainka

Un amplificateur de classe A à transistors à effet de champ (FET) pourraavoir le même son qu’un amplificateur à tubes pour peu que l’on utilise,pour le réaliser, des principes de construction similaires. Notre FET-AMPn’a pas la prétention de se distinguer par une puissance de sortieimpressionnante mais peut se targuer de posséder le son très chaud, ôcombien apprécié, d’un amplificateur à tubes.

une sorte de grande expérience pour obtenirune sonorité belle et parfaitement équilibréesans avoir à recourir à la perfection classiqued’un amplificateur en push-pull moderne.Lorsque l’on compare un étage de sortie àtube asymétrique (single-ended) à base deEL84 avec un amplificateur à semi-conduc-teurs moderne, on découvre un certainnombre de différences évidentes.

– L’amplificateur à tubes travaille en classe-Apure; il circule partant toujours un courantde part et d’autre duquel se fait la com-mande du tube. Même si le volume est misen butée à zéro, une certaine puissancepour ne pas dire une puissance certaine estconvertie en chaleur. Dans le cas d’un EL84,ce ne sont pas moins de 12 W, de sorte quele tube atteint une température relative-ment élevée.Un amplificateur à semi-conducteurs tradi-tionnel travaille lui, normalement, en classe-AB. Il ne circule qu’un courant de repos trèsfaible, de sorte qu’au repos, les transistorschauffent à peine. Aux niveaux de modula-tion élevés, une paire de transistors de sor-tie se chargent, alternativement, du travail.Et c’est bien lors de ces périodes d’alter-nance que naît la fameuse distorsion detransition (cross-over).

– Le tube travaille en source de courant,ayant partant une résistance interne élevée.De ce fait, l’atténuation subie par les haut-parleurs est faible. Le courant de sortieexerce bien une force sur la membrane, lesmouvements de la membrane dépendant

cependant de bien d’autres fac-teurs tels que, par exemple, larésonance propre du système.L’amplificateur à semi-conducteurstravaille en amplificateur de ten-sion à faible impédance. Les réso-nances propres du transducteursont de ce fait atténuées efficace-ment. Cela se traduit par l’obten-tion d’une courbe de réponse enfréquence plane très rectiligne.Parallèlement, le haut-parleur perdcependant son caractère propre.

– La caractéristique d’un tube n’estpas droite, mais légèrementcourbe. Dans le cas de niveaux de

modulation faibles on travailledans une partie linéaire de sortequ’il n’y a pratiquement pas de dis-torsion. Aux niveaux de modula-tion importants on se trouveconfronté à des distorsions carac-téristiques que les oreilles exer-cées trouvent, dans l’ensemble,agréables. Il est possible partantde se débrouiller sans la moindrecontre-réaction (feedback).L’amplificateur à semi-conducteursnécessite lui, ne serait-ce déjàqu’en raison de son mode de fonc-tionnement en classe-AB, unecontre-réaction importante. Ce fai-sant, on obtient des distorsions

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14 Elektor 11/2003

T3

BUZ72A

T2

BUZ72AR7

0Ω18

R10

10k

R5

100Ω

R6

1Ω

5

R11

1Ω

R12

22

0Ω

R8

10k

R9

27k

R3

1k

R2

22

0k

R1

1k

T1

BS170

C4

4700µ10V

C8

220µ 25V

C74700µ

25V

C547µ

25V

C6

100n

R4

22k C10

330n

C9

100n

C1

1n

C3

470n

C2

100n

IC1

78L06

100k

P1

4...8Ω

LS1

LS1+

K1

C11

1000µ 63V

24V

030079 - 11

6V

3V9

17V5

13V5

1V9

Figure 1. Le schéma du FET-AMP à son « tubes » ne comporte que très peu de composants.

Caractéristiques techniquesà une tension d’alimentation de 24 VCC, IT2/T3 ≈ 1,28 A

Sensibilité d’entrée (P = 4 W/8 Ω) 0,47 VGain (à 10 mVENT) 13xPmax (8 Ω, 10% DHT+B, 1 kHz) 4 W (« Sinus »)Pmax (8 Ω, <20% DHT+B, 1 kHz) 5,5 W (« Musique »)DHT+B (1 W, 8 Ω/1 kHz) 4,2%DHT+B (0,1 W, 8 Ω/1 kHz) 1,3%S/B (à 1 W/8 Ω) 89 dB(A)S/B (à 1 W/8 Ω, B = 22 kHz) 85 dBBande passante (à 0,1 W) 83 Hz à 155 kHzAtténuation 0,21x (!)Résistance de sortie 38 Ω (environ)Rendement (4 W/8 Ω) 13%

quences de signal élevées ne se laisse ren-verser qu’avec un courant relativementimportant, il fallait que l’attaque de l’étagefasse à une impédance faible, par le biais dela sortie casque d’écoute d’un lecteur de CDpar exemple.Les performances de cet amplificateur rus-tique sont pratiquement du même niveau quecelles de notre FET-AMP. Le développementdu concept d’origine s’est cependant pour-suivi, ceci de manière à lui permettre de rem-plir une triple exigence :

– Le FET-AMP doit être en mesure d’attaquerdirectement, c’est-à-dire sans requérir detransformateur d’adaptation, des enceintesclassiques. Ceci explique le choix d’undécouplage hors-courant continu à base decondensateur électrochimique.

– Le point de fonctionnement doit s’établir etse stabiliser de lui-même, d’où l’utilisationd’une tension de grille régulée et d’unerésistance de source.

– L’entrée doit être compatible avec un signalLine-In de 1 Vcc à haute impédance. Ceciexplique la présence, en amont, du transis-tor T1 monté en source-suiveuse.

Le second FET de puissance présent dansl’étage de sortie, T3, fait office de source decourant à haute impédance et définit aussi latension médiane optimale au niveau du draindu transistor de l’étage de sortie. Le diviseurde tension constitué par R8 et R9 présentdans la ligne de grille fixe la tension médiane,sachant qu’il ne faut pas oublier d’y ajouterla tension grille-source de quelque 4 V.Les résistances R8 à R10 et C8 atténuentquelque peu l’ondulation résiduelle de la ten-sion d’alimentation. C5 fait en sorte que latension de grille de la source de courant resteconstante en cours de modulation. De ce fait,la source de courant présente une résistance

extrêmement faibles et la sortie del’amplificateur présente une impé-dance faible.

Cependant, ceci a comme consé-quence une transition vers l’écrêtagetrès brutale qui a de quoi surprendrepar son horreur. C’est la raison pourlaquelle on conçoit un amplificateurde la puissance la plus élevée pos-sible de sorte qu’il n’y a pas, en uti-lisation normale, le moindre risquede surmodulation (entraînant unécrêtage...). Un amplificateur à tubesau contraire surmodule de façon très« acceptable à l’oreille ». Dans le casdes amplificateurs pour guitare plusparticulièrement, ce mode de sur-modulation est très accepté, voiremême souhaité.

Étage de sortie à 3 FETNous travaillons ici en classe-A-Bpure. C’est à dessein que la courbecaractéristique légèrement bombéedu FET de sortie n’est pas redresséepar le biais d’une contre-réaction.L’amplificateur possède en outre unesortie à haute impédance qui permetau haut-parleur d’exprimer soncaractère propre.Le premier étage de l’amplificateurde puissance à FET représenté enfigure 1 fait appel à un BS107, T1; iltravaille en tampon à gain unitaire(de 1x). la paire R1/C1 sert à inter-dire l’accès à l’étage de sortie à toutrayonnement ou parasite HF.Cet étage attaque, à impédancerelativement faible, l’étage de sortieproprement dit basé sur T2, unBUZ72A. Cette caractéristique estrequise en raison des capacitésimportantes présentées par le FETde l’étage de sortie. T3, un BUZ72Alui aussi, fait office de source de cou-

rant constant. De ce fait, ce transis-tor est parcouru par un courantcontinu, la composante de courantalternatif du courant de drain de T2circule quant à elle totalement à tra-vers le haut-parleur.L’amplificateur travaille à une ten-sion d’alimentation de 24 V. L’éta-blissement du point de fonctionne-ment se fait automatiquement etpartant ne requiert pas d’étalon-nage. Un régulateur de tension inté-gré 6 V fournit la tension de grilledes 2 FET. Le courant requis pourchacun d’entre eux est défini par lebiais de la résistance de source. Ils’établit ainsi, dans l’étage de sortie,un courant de 1,28 A, valeur quepeut influencer la tolérance relative-ment importante des FET.

Principe de l’étage de sortieLe FET-AMP n’utilise en fait qu’ununique FET en technologie VMOSpour son étage de puissance. Lafigure 2 illustre le principe dérivédes premiers développements, quine requéraient effectivement qu’unseul FET par canal. L’auteur avaitprésenté son concept sur son siteInternet (www.b-kainka.de) et utili-sait alors de vieux postes à tubes entant qu’enceintes. Le transformateurde sortie remplissait dans ce cadreune fonction importante en tant queself.Comme la résistance en courantcontinu de l’enroulement secondairese trouve largement en deçà de 1 Ω,une faible partie seulement du cou-rant de drain passe par le haut-par-leur. Un potentiomètre servait àdéfinir le point de fonctionnementcorrect. Comme la capacité de réac-tion importante du FET aux fré-

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1511/2003 Elektor

T1

TR1

LS1

+12V

R1

1k

C1

100n

1kP1

+5V

030079 - 12

Figure 2. Le principe de la présenteélectronique a été testé sur de vieux postesradio à tubes.

B1R1

1Ω0

5W

C1

1000µ35V

+24V

18V

TR1

50VA

250mA T

F1

030079 - 13

B80C10000

Figure 3. Alimentation rustique à résistance-série.

interne élevée. Comme, en outre, l’amplifica-teur de sortie présente lui aussi une résis-tance interne élevée, l’ensemble présenteune résistance interne élevée. Nous avonsrelevé une résistance interne dynamique dequelque 38 Ω.De ce fait, l’attaque du haut-parleur à faibleimpédance de 4 à 8 Ω ne se fait pas par lebiais d’une tension de signal donnée mais aucontraire par un courant de signal. Cetteapproche est inhabituelle dans le cas d’unamplificateur à semi-conducteurs, maisconstitue l’une des raisons majeures de l’ob-tention d’un son de type « tubes ».La mise en oeuvre d’une source de courant àFET au lieu d’une self de sortie présentel’avantage de ne pas avoir à se soucier de laréponse en fréquence. De plus, vous n’êtespas savoir combien il est difficile de mettrela main sur un transformateur de sortie ouune self convenable. L’un des inconvénientsde ce montage est une dissipation relative-ment importante. Ceci nous rapprocheencore plus de l’étage à tubes. L’étage de

puissance proprement dit basé surT2 « produit » une puissance aurepos de quelque 12 V x 1,28 A ≈15 W. La source de courant constantajoute une puissance pratiquementidentique. On a ainsi, en perma-nence, conversion en chaleur d’unepuissance supérieure à 30 W. Il nesaurait partant pas être question de« lésiner » au niveau du radiateur.Nous recommandons l’utilisationd’un radiateur ayant une résistancethermique de 1 K/W ou moins.En fait, le FET-AMP peut travailler àune tension d’alimentation un peuplus élevée, jusqu’à de l’ordre de35 V et à un courant de drain plusimportant lui aussi. Il suffira dans cecas-là de diminuer en conséquencela taille de la résistance de source. Iln’est pas exclu, une fois que vousaurez trouvé plaisir au son de cet

amplificateur, que vous voulez effec-tuer l’une ou l’autre modification. Àla « chaleur » du son s’ajoute lerayonnement notable du radiateur.La résistance de source introduit, enprincipe, une contre-réaction et dimi-nue la pente et partant le gain del’étage de sortie, sans pour celadiminuer la résistance de sortie éle-vée. L’implantation de C4 permet deréduire très sensiblement la contre-réaction. Le gain réel aux fréquencesélevées dépend de ce fait principa-lement de la résistance R7 (0,18 Ω).Si l’on voulait obtenir que C4 per-mette une réponse en fréquencelinéaire jusqu’à de l’ordre de 30 Hzvoire moins, il faudrait donner à cecondensateur la valeur astronomiquede 30 000 µF. Ce choix serait nonseulement coûteux, mais égalementrisqué vu qu’il serait facile, par le

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16 Elektor 11/2003

030079-1(C) ELEKTOR

C1

C2

C3C4

C5

C6

C7

C8

C9C10

C11

H1

H2 H3

H4

IC1

K1

LS1

P1

R1

R2

R3R4

R5 R6

R7

R8

R9R10

R11

R12

T1

T2T3

+

03

00

79

-1

0

+

T

T

030079-1(C) ELEKTOR

Figure 5. L’étage de sortie trouve place sur une petite platine.

Liste des composants

Résistances :R1,R3 = 1 kΩR2 = 220 kΩR4 = 22 kΩR5 = 100 ΩR6 = 1Ω5/5 WR7 = 0Ω18/5 WR8,R10 = 10 kΩR9 = 27 kΩR11 = 1 ΩR12 = 220 ΩP1 = ajustable 100 kΩ

Condensateurs :C1 = 1 nFC2,C6,C9 = 100 nFC3 = 470 nFC4 = 4 700 µF/10 V (vertical,

diamètre max. 18,5, RM5 ou RM7,5)

C5 = 47 µF/25 V verticalC7 = 4 700 µF/25 V (vertical,

diamètre max. 18,5, RM5 ou RM7,5)C8 = 220 µF/25 V (vertical, RM2,5 ou

RM5)C10 = 330 nFC11 = 1 000 µF/63 V (vertical,

diamètre max. 18,5, RM5 ou RM7,5)

Semi-conducteurs :T1 = BS170T2,T3 = BUZ72AIC1 = 78L06

Divers :K1, LS1 =bornier encartable à

2 contacts au pas de 5 mm (RM5)Radiateur Rth < 1 K/W

T1

BC550C

T3

BC639

T2

BD912R4

0Ω

27

5W

R3

33

Ω

R1

6k8

R2

27Ω

C1

47µ63V

030079 - 14

Figure 4. Petit circuit additionnel pourélimination du ronflement.

condensateurs C7 et C11, se poursuit parcelle des composants à « faible développe-ment vertical » (petites résistances etcondensateurs), l’ajustable P1, les picots etles borniers de connexion, l’opération se ter-minant par le montage des condensateursélectrochimiques et les résistances de puis-sance de forte taille. Les 2 transistors depuissance ne seront soudés en place qu’unefois réalisée la fixation du radiateur doté desorifices requis sur la platine par le biais d’unepaire d’équerres. Ceci évitera la création detensions mécaniques sur les points de sou-dure. Le montage des transistors sur le radia-teur se fera, nous le disions plus haut, enveillant à leur isolation par rapport à ce der-nier. N’oubliez pas non plus d’utiliser de lapâte thermoconductrice.Une fois le montage terminé et après avoirprocédé à une vérification critique des pointsde soudure, il sera temps de passer au test del’étage de puissance. Les valeurs des ten-sions de mesure portées sur le schémadevraient vous servir de fil d’Ariane sachantcependant qu’il faut les considérer commedes valeurs-repère vu les tolérances impor-tantes caractérisant les FET de puissance.

CaractéristiquesLa puissance de sortie du FET-AMP n’a, enraison de son fonctionnement en classe-Apure, rien de bien impressionnant. Théori-quement, il est possible, avec ce concept,d’atteindre une puissance de sortie allant jus-qu’à près de 25% de la dissipation au repos,dans la pratique on arrive à un peu moins.Cet amplificateur n’a partant pas la préten-tion de sonoriser l’une ou l’autre surprise-par-tie; il s’en sort fort bien aux puissancesmoyennes, caractérisé par une reproductionsonore très équilibrée. Il n’y a pas non plus lemoindre problème à aller aux limites dudomaine de modulation, vu que la limitationentre, tout comme cela est le cas avec unamplificateur à tubes, en action « douce-ment ». Aux niveaux de modulation normaux,le son obtenu est libre de toute distorsion etd’une impeccable transparence.La distorsion mesurée (cf. les caractéristiquestechniques) aux niveaux de modulation éle-vés est, en règle générale, trouvée agréable.Le spectre sonore est plein et souple avec unbon rendu des graves. À y... écouter de près,le son rappelle celui d’un amplificateur àtubes. Le résultat dépend bien évidemmentaussi des enceintes utilisées. Dans bien descas, il est apparu que les mêmes enceintesdonnaient un son meilleur que celui qu’ellesproduisaient connectées à un amplificateurHi-Fi classique.

(030079)

biais d’un niveau important degraves, de mettre l’amplificateur ensurmodulation.

L’alimentationL’alimentation représentée enfigure 3 est relativement facile à réa-liser. Les tensions de ronflementfaibles véhiculées par la tensiond’alimentation sont bien éliminéespar la source de courant constant àhaute impédance présente à la sor-tie de l’amplificateur. Une résistance-série additionnelle limite le courantde charge du condensateur électro-chimique. C’est ainsi que l’on atteintune certaine atténuation de la com-posante hautes fréquences de la ten-sion de ronflement.Avec une valeur de quelque 20 dB,ce circuit peut se targuer d’unevaleur de réjection du ronflement dela tension d’alimentation relative-ment mauvaise. Il est possible, pourpouvoir procéder à des expériencesavec une alimentation tout ce qu’il ya de plus rudimentaire (transforma-teur, pont de redressement, conden-sateur électrochimique), de la doterd’un petit circuit auxiliaire qui réduitl’ondulation au point qu’il n’y a plusde ronflement audible.L’électronique auxiliaire de lafigure 4 est en fait un régulateur detension réalisé en discret utilisant,comme référence, la moyenne de latension d’alimentation. Dans cesconditions, la chute de tension auxbornes du régulateur est indépen-dante de la taille de la tension dutransformateur lissée. La paire detransistors T1 et T2 constitue untransistor Darlington, T3 et R4 prisdans la ligne du collecteur assurantune fonction de limitation de couranten cas de court-circuit. Si l’on fixe T2sur un radiateur de taille suffisante,en l’isolant par rapport à ce dernier,notre régulateur de tension devienten fait capable de supporter uncourt-circuit de durée illimitée.La chute de tension sur le régulateurest de l’ordre de 1,9 V, de sorte quela dissipation nominale correspon-dante ne dépasse pas quelque2,5 W. Le niveau de la limitation encourant se situe aux alentours de1,9 A, ce qui implique, avec untransformateur costaud, qu’il faut,en cas de court-circuit « franc », dis-siper quelque 45 W.

Lors de nos essais, nous avons uti-lisé une alimentation faisant appel àun transformateur torique de 50 VA(2x18 V) et une capacité de lissagede 10 000 µF (35 V). Nous avonsrelevé une ondulation de 800 mVcc(hors filtrage). Pour traiter cetteondulation il nous faut évidemmentune tension plus élevée. Pour cetteraison, R1, une résistance de 6,8 kΩ,accroît de 1 V environ la chute detension induite par le régulateur.Il reste, pour finir, à tenir compte destensions de seuils et de T1 et de T2.Il peut se faire, dans la pratique,qu’en raison d’une variation extrêmedu HFE de T1, la tension soit ou tropélevé ou trop faible de sorte qu’il fau-dra adapter R1 (c’est d’ailleurs làl’unique inconvénient de la solutionsimple adoptée ici).Si l’on adopte le dimensionnementproposé ici, une surcharge ou uncourt-circuit de T3 se traduit parblocage partiel de la modulation deT1, de sorte que le courant atteintun maximum déterminé par la chutede tension aux bornes de la résis-tance R4. T2 est un BD912, un tran-sistor capable de supporter 15 A, desorte que l’on peut également envi-sager des courants plus importants(diminuer la valeur de R4). LeBC639, T3, peut supporter 1 A(1,5 A en crête). R2 limite, à l’étathors-charge (tension de l’ordre de27 V) et en cas de court-circuit bru-tal, au dit 1 ampère, le courant quicircule à travers T3. le condensateurC1 se décharge alors et la dissipa-tion de R2 reste faible. Dernier petitavantage à signaler : cette électro-nique n’a pas de consommation decourant propre !

RéalisationL’ensemble de suppression du ron-flement n’est pas une partie du mon-tage à prendre place sur la platinedont les côtés « pistes » et « compo-sants » sont reproduits en figure 5.Ce circuit imprimé est réservé auseul étage de puissance. Veillez àbien respecter le diamètre maximumet le pas des différents condensa-teurs électrochimiques de même quele diamètre des résistances de puis-sance à monter « debout ».La mise en place des composantsdébute par l’implantation du pontde câblage à placer entre les

AUDIO&VIDÉO

1711/2003 Elektor

MICROCONTRÔLEUR

18 Elektor 11/2003

La plupart des programmateurs de PROM(Programmable Read Only Memory, mémoireprogrammable à lecture seule) disponiblesdans le commerce se targuent d’être desprogrammateurs universels capables de pro-grammer le plus grand nombre de circuitsintégrés programmables. Leur prix est, d’un

point de vue économique, inintéres-sant lorsque l’on a à programmeroccasionnellement l’un ou l’autrecomposant. Les choses s’aggraventencore plus lorsque l’on a enfin prisla décision d’acheter un program-mateur est qu’à peine un an après,

on se voit, lorsque l’on veut eneffectuer une réactualisation,recommander d’acheter un pro-grammateur tout neuf.La solution à cette situation estsimple : il suffit de réaliser son propreprogrammateur, d’écrire son propreprogramme et de veiller à ce qu’il soittoujours à jour. Il va sans dire quecette approche a l’inconvénient de setraduire par la naissance d’un appa-reil qui ne peut pas être universel, ilne permettra la programmation qued’un nombre restreint de PROM.Notre programmateur Xilinx est des-tiné, à l’origine, à la seule program-mation des PROM sérielles de Xilinx,mais il ne devrait pas être sorcier, del’adapter pour lre rendre capable deprogrammer certains composantsd’autres fabricants.Ce type de PROM sérielles sontrequises lors de la conception decartes pour le bus PCI ou d’autresréalisations numériques complexeslorsque les FPGA (Field Program-mable Gate Array, des composantsprogrammables) doivent chercherleurs données de démarrage (boot)dans une PROM sérielle.L’accès au programmateur se fait parle biais de l’interface imprimante;l’appareil travaille sous DOS enTurbo-Pascal de sorte qu’il s’accom-mode également d’ordinateurs plusanciens.

Programmateur XilinxProgrammation sérielle de PROM par le port parallèle

Projet : Müller & Müller

Le programmateur décrit dans le présent article est en mesure de lire etde programmer toutes les PROM sérielles courantes de Xilinx. Il faitappel, pour ces processus, au port imprimante du PC et à un logiciel écriten Turbo-Pascal.

Programmation sérielledes PROMNotre programmateur est unique-ment prévu, dans un premier stade,aux PROM en boîtier DIP dont le bro-chage est donné en figure 3. Le sitedonné en référence [1] précise lesspécifications. Le chronodiagrammede la figure 1 reproduit la chronolo-gie des signaux au cours d’un cyclede programmation, en prenantcomme exemple la famille C17VXX.Comme le suggère la dénominationde PROM sérielle, l’écriture et la lec-ture des données se fait séquentiel-lement et non pas parallèlement. Sil’écriture débute invariablement àl’adresse « 0000 », elle ne se fait pasbit par bit mais par mots. Notonsque dans le cas des PROM de Xilinx,ces mots ont, dans la majorité descas, une largeur (on devrait-on direlongueur) de 64 bits.La différence entre une écriture etune lecture prend la forme d’unpatron de bits qui sert à faire passerle circuit de mémoire en mode deprogrammation. Nous nous y inté-resserons brièvement dans le para-graphe intitulé « Programmation »,mais si vous voulez en savoir plus,nous ne pouvons que vous recom-mander de faire un tour sur le sitecité en référence [2]. Le sujet y esttraité exhaustivement, en anglaisbien évidemment. Le chronodia-gramme montre la succession dessignaux au cours d’un processus deprogrammation. Au cours de ce der-nier, les flancs montants du signald’horloge CLK (CLocK) décalent lesdonnées vers le verrou interne de64 bits de large lorsque les signauxCE (Chip Enable) et OE (OutputEnable) se trouvent au niveau haut(« 1 »). Une fois le dernier bit chargé,on a écriture simultanée de ces64 bits lors de l’application de l’im-pulsion de programmation VPP1 à labroche VPP. Si au contraire CE setrouve au niveau bas (« 0 ») et queOE se trouve au niveau haut, on aprise en compte des données pré-sentes dans la PROM lors de chaqueflanc montant du signal CLK. L’in-

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VPP

CLK

CE

RESET / OE

DATA Ø

VPP2

TSDP

THDP TOH

TSCC

TCACTHIC

TSIC

VPP1

1 2 1 2

010109-12

Last Bit

Load PROM Internal

Data Latches

Program IncrementWord

Counter

Verify Current Device Word

Pulse

Last Bit

Figure 1. Chronodiagramme d’un cycle de programmation d’une PROM XC17VXX.

K1

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

1

2

3

4

5

6

7

8

9

8x 4k71

2 3 4 5 6 7 8 9

R5

R7330Ω

R8330Ω

R9330Ω

R10330Ω

R11330Ω

+5V

R12

10k

R6

560Ω

K2

1

2

3

4 5

6

7

8

DIP8

+5V

DB25

74HC245IC1

3EN2

3EN1

11

12

13

14

15

16

17

18

19G3

2

3

4

7

8

9

5

6

1

1

2

74HC245IC3

3EN2

3EN1

11

12

13

14

15

16

17

18

19G3

2

3

4

7

8

9

5

6

1

1

2

LM317T

IC2

D1

R3

12

0Ω

2k5

P2

2k5

P3

2k5

P1

T2

T1

BS170

PROM

T3

BS170

+15V

D2

C3

100µ 25V

C2

1µ

LM317T

IC6

D3

R4

12

0Ω

2k5

P4

2k5

P5

7805

IC4

+5V

C5

100n

JP1

D4

R2

68

0Ω

+15...18V

IC1

20

10

IC3

20

10

C1

100n

C6

100n

C4

1µ

+5V

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

ACK

PE

DATA

CLK

RST/OE

CE

VCC

VPP

CEO

3V3/5V

CC

CC

CC

0101

T5

BS170

R1

1k

R13

10

k

R14

2k2

T4

BC557B 2x

25V

R15

560Ω

GND

+V

+V

+V

CC+V

1N4148

1N414825V

1N4148

Figure 2. L’électronique de notreprogrammateur.

crémentation de l’adresse se fait par le biaisde la ligne RESET/OE.Il existe, outre les transferts de données clas-siques, quelques fonctions spéciales permet-tant de modifier la polarité du Reset et de lirele contenu de l’information de la PROM. Ildevient possible ainsi de déterminer le typede la PROM et son origine (ManufacturerCode = code fabricant).

Le matérielLe programmateur dont on retrouve leschéma en figure 2 met à contribution d’unepart la majorité de sorties du port imprimante(D0 à D7) et de l’autre une paire des entréespotentielles, (Acknowledge = ACK pouraccusé de réception et Paper Empty = PEpour fin de papier). Le brochage adopté auniveau du connecteur Sub-D 25 points est telque l’on peut utiliser un prolongateur decâble d’imprimante classique pour intercon-necter le programmateur au port imprimante.

Les sorties sont utilisées d’une partpour procéder à la commutation destensions d’alimentation, et pour letransfert des données, du signald’horloge et du signal de réinitialisa-tion (Reset) destinés à la PROM del’autre. Les 2 entrées servent à lalecture des données renvoyées par laPROM et celle du signal d’état CEOde celle-ci.Le circuit de commande-tampon IC1,un 74HC245, également connu sousla dénomination d’émetteur/récep-teur de bus, sert, en association avecla résistance de forçage au niveauhaut (pull up) R5, au rafraîchisse-ment les niveaux d’entrée et à lacommande de toutes les lignes ser-vant à la commutation (On/Off) desdifférentes tensions d’alimentation.De manière à pouvoir effectuer cettecommutation à tout moment, sa ten-sion d’alimentation est fixée à 5 V,

tension fournie par le régulateur detension fixe IC4, un 7805.IC1 sert en outre au transfert desdonnées à destination de la mémoiresérielle. La tension d’alimentation deIC3, qui est identique à celle de laPROM (VCC), est appliquée au tra-vers de IC1. On est assuré dans cesconditions que le seuil de commuta-tion des signaux de la PROM est cor-rect et que les lignes DATA, CLK, OEet CE ainsi d’ailleurs que les signauxde réponse ACK et PE ne peuventêtre activés qu’une fois la tensiond’alimentation présente. De manièreà garantir que les diodes de protec-tion de IC3 ne forcent en aucun casVCC au niveau haut (ce VCC se trou-verait dans ce cas-là également surle support de la PROM), nous avonsajouté T5 qui, à l’état non activé,force la ligne VCC à la masse par lebiais d’une résistance de 1 kΩ.

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20 Elektor 11/2003

(C) ELEKTOR010109-1

C1

C2

C3C4

C5

C6

D1

D2

D3

D4

H1

H2H3

H4

IC1

IC2

IC3

IC4

IC6

JP1

K1

K2

P1 P2 P3

P4

P5

R1 R2

R3

R4

R5

R6

R7R8R9

R10R11

R12

R13

R14

R15

T1

T2

T3

T4

T5

0+

010109-1

(C) ELEKTOR010109-1

Figure 3. Le programmateur pour Xilinx prend la forme d’une platine simple face.

Liste des composants

Résistances :R1 = 1 kΩR2 = 680 ΩR3,R4 = 120 ΩR5 = réseau de 8 résistances de 4kΩ7R6,R15 = 560 ΩR7 à R11 = 330 ΩR12,R13 = 10 kΩR14 = 2kΩ2P1 à P5 = ajustable 2kΩ5

Condensateurs :C1,C5,C6 = 100 nFC2,C4 = 1 µF/25 V radialC3 = 100 µF/25 V radial

Semi-conducteurs :D1 à D3 = 1N4148D4 = LED rougeIC1,IC3 = 74HC245IC2,IC6 = LM317TIC4 = 7805T1 à T3,T5 = BS170T4 = BC557B

Divers :JP1 = embase autosécable mâle à 2 contacts

+ cavalierK1 = embase Sub-D 25 points mâle

encartableK2 = support 8 broches tulipe

Indique le port imprimante, le ? donnant lenuméro du port LPT par le biais duquel se faitla commande du programmateur.

/avCette instruction teste le paramétrage desdifférentes tensions et, le cas échéant, les cor-rige. On a affichage des différents para-mètres. On pourra vérifier, à l’aide d’un oscil-loscope ou d’un multimètre si le matériel four-nit bien les tensions requises, le programmesignalant alors le contact de la PROM encours d’examen et la résistance à changer. Lenom du composant est uniquement donnépro forma.

/mCette fonction sert à lire le code MfG (fabri-cant) d’un composant. Il faut ici aussi entrerun nom de composant (chip name). Si le codefabricant est correct, on voit apparaître lemessage « Chip identified ». En cas de pro-blèmes, on aura affichage du code MfG. Sil’on désire ajouter un nouveau type de com-posant au fichier d’information composants(chipinfo.dat) il faudra penser à convertir enhexadécimal les valeurs à afficher.Toutes les autres fonctions sont spécifiquesau composant, dans le sens qu’elles ne pour-ront être exécutées que si le code MfG lu cor-respond bien au type de composant indiqué.À chaque fois on commence pra une vérifica-tion du code MgG.

/rp(read polarity), lecture de la polarité du bit deReset.

/bcSignifie blank check et vérifie que chacun desbits de la PROM se trouve toujours encore à1. Pour des raisons de sécurité on procède àun test de virginité complet et non pas,comme le suggèrent les spécification du pro-grammateur, à la vérification de quelques bitspris au hasard. Comme nous n’avons pasbesoin de programmer de PROM à La chaîne,nous avons préféré laisser le temps néces-saire à la sécurité.

/bProgramme (b = burn) les données quecontient le fichier brenndat.bin dans la PROMsans, au cours de ce processus, changer quoique ce soit à la polarité de la RAZ (Reset). Lenom de fichier est paramétré dans le pro-gramme sous la forme d’une constante Brenn-datenFileName et c’est le seul endroit, pour lemoment, où il est possible de le modifier. Enrègle générale, le fichier pourra être moinsgrand que l’espace disponible en PROM sansque cela n’ait d’effet sur les autres fonctions.

Il faut, de manière à pouvoir pro-grammer des PROM connaissant destensions d’alimentation différentes(3,3 et 5 V), que IC3 soit du type HC.Les circuits des autres familles soitne fournissent pas de niveaux desortie suffisants (LS, ALS) soit sontincapables de travailler sur uneplage de tension d’alimentationaussi importante (RTC). Cette plages’étend, pour la famille HC, de 2 à6 V. Les résistances-série prises dansles lignes de donnée à destinationde IC3 servent à limiter le courantd’entrée lorsque VCC est supérieurà 5 V.La ligne DATA est bidirectionnelle,pouvant faire office soit d’entrée soitde sortie. Lorsque la PROM com-mande la ligne de donnée, il est pos-sible de saisir la valeur de DATA surla ligne PE vu que DATA présenteune impédance plus faible au niveaude la broche 2 de IC3 que sur labroche 11 (au travers de R12). Si laPROM n’active pas la ligne DATA, lavaleur fournie par la ligne D7 setrouve à l’entrée de données de laPROM (écriture). Il est important,pour garantir un transfert correct desdonnées entre l’ordinateur et le pro-grammateur, d’adapter à l’aide d’unerésistance, R8, les flancs de réponseraides de la PROM sur la ligne PE, vuque sinon on peut se trouverconfronté à des réflexions sur la lignece qui pourrait se traduire par deslectures erronées.Le montage se contente d’uneunique tension d’alimentationexterne de valeur comprise entre 15et 18 V, se chargeant de générertoutes les autres tensions néces-saires. Pour des raisons de sécurité,la commutation de toutes les ten-sions se fait par le biais du portimprimante.De manière à pouvoir garder une vued’ensemble sur la génération des dif-férentes tensions nous avons optépour un paramétrage semi-manuelde la tension. Pour ce faire, on com-mence par choisir la tension d’ali-mentation VCC (3,3 ou 5 V) par lebiais du cavalier JP1 (cavalier enplace = 3,3 V).Il nous faut en outre une tension deprogrammation sur la broche VPP,qui doit pouvoir prendre 3 valeursdifférentes en fonction du type dePROM et du processus de program-mation : VPP1 pour la programma-

tion, VPPnom pour la lecture des don-nées et VPP2 pour la vérification durésultat du processus d’écriture. Lacommutation entre ces 3 valeurs detension se fait par le biais des tran-sistors T1 et T2, pilotés respective-ment par les lignes de données D1 etD2. Si les lignes D1 et D2 présententun niveau bas, ce qui est le cas lorsde l’application de VCC, la tensionprésente est VPP1. Le programme secharge de déterminer l’ordre de com-mutation. Pour vous éviter d’avoir àcompulser à chaque fois diversesfiches de caractéristiques le pro-gramme indique à chaque foisquelles valeurs doivent avoir les ten-sions en fonction du type de PROMsélecté. Une LED signale la présencede la tension de lecture et de la ten-sion de programmation.

Fonctions du programmeComme nous le disions, le logiciel deprogrammation est écrit en Turbo-Pascal et tourne sous DOS. Il estpiloté par le biais d’options. Demanière à pouvoir être utilisé avecun PC ne possédant pas de sonpropre DOS, on a création d’une dis-quette de boot en Free-DOS, dis-quette depuis laquelle il sera pos-sible de lancer le programme.L’entrée de l’instruction spb /? se tra-duit par l’affichage de toutes lesoptions disponibles telles que choixdu type de composant et le proces-sus choisi (lecture, écriture, lecturedu bit de Reset, etc.). Avant que necommence une opération de lectureou d’écriture, le programmedemande à chaque fois si le compo-sant se trouve bien dans le supportavant que ne soit appliquée la ten-sion d’alimentation. Le programmevérifie que le composant dans le sup-port est bien du type sélecté etdonne des informations sur le dérou-lement du processus de programma-tion.

Nous allons, dans les lignes qui sui-vent, passer en revue les différentesoptions dans l’ordre dans lequel ellessont traitées :

/?Vue d’ensemble des fonctions duprogramme

/d?

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2111/2003 Elektor

Bien entendu, si la taille du fichier dépasse lataille de la mémoire en PROM paramétréesous Size, on apparition d’un message d’er-reur et le processus de programmation n’estpas démarré.

/rCette fonction (read) lit, bit par bit, la totalitéde l’information contenue dans la PROM et lamémorise dans le fichier data.bin. Vu que ledéroulement de ce processus diffère selonque le bit de RAZ est placé ou non, l’exécu-tion de cette fonction est toujours précédéepar la lecture de la polarité de Reset.

/cpCommence par exécuter la fonction /rp et lecas échéant procède à la programmation dubit de RAZ. L’instruction se termine par la lec-ture de l’état du bit de RAZ et l’affichage dece dernier.

2 exemplesIl faudra, pour lire une PROM du typeXC17S10 par le biais du port LPT1, entrer laligne d’instruction suivante :spb /r s10 /d1.Avec l’instructionspb /av /cp /b s200a /d2on aura, après changement du type dePROM, paramétrage interactif des différentestensions de programmation. On pourraensuite, placer le composant dans le support,le processus effectuant ensuite une program-mation de la polarité de RAZ ainsi que desdonnées dans une XC17S200A, le program-mateur se trouvant connecté au port LPT2.

Actif et inactifL’application et la coupure des différentestensions ainsi que le positionnement de tousles bits impliquent que les différentes lignesdu port imprimante soient activées ou désac-tivées indépendamment l’une de l’autre. Dansle programme, l’état momentané des bits ensortie du port imprimante est stocké dans lavariable globale Word à 8 bits dat. Si l’on vou-lait, par exemple, appliquer la tension d’ali-mentation, le bit 1 devra être positionné parl’instruction suivante :dat := dat or $01cette instruction devant ensuite être trans-mise au port imprimante par le biais d’unecommande de port. Le reste des bits n’estpas modifié par cette commande.Si l’on veut ensuite, juste couper la tension onentrera la commande :dat := dat and $fe oudat := dat and (not $01)qu’il faudra envoyer vers le port.

En résumés, voici la fonction des dif-férents bits :

$01 ($fe)VPP - Relais (REL)$02 ($fd)VPP-nom$04 ($fb)VPP2$08 ($f7)CE$10 ($ef)RESET/OE$20 ($0f)CLK$80 ($7f)DATA

Le fichier chipinfo.datOn trouve, dans ce fichier, toutes lesdonnées du composant nécessairesà la programmation :

Mm représente l’octet qui, dans lecadre du code d’identification(MfG_code), désigne le fabricant(Xilinx = $C9).

IDClk désigne le nombre de Counts(impulsions d’horloge) nécessairespour accéder au code MfG du com-posant.

ID représente la seconde partie ducode MfG (série du modèle, type).

Size donne la taille de la (mémoirede la) PROM exprimée en bits.

RSTClk représente le nombre d’im-pulsions d’horloge requis pour obte-nir la programmation du bit de RAZ.

VCC donne la tension d’alimentationde la PROM

VPP1 constitue la tension de pro-grammation haute de la PROM.

VPP2 représente le niveau de la ten-sion à appliquer à la broche 7 de laPROM pour vérifier/confirmer lesdonnées programmées. En règlegénérale elle est à peine plus élevéeque la tension d’alimentation. Cetélément n’est pas utilisé pour lemoment sachant qu’il s’est avéréqu’il n’est pas nécessaire de vérifier àune tension légèrement plus élevée.

VPPnom représente la tension appli-quée à la broche VPP de la PROMlors d’une lecture. Elle a, dans la plu-part des cas, exactement la valeurde la tension d’alimentation VCC.

Name est une abréviation adaptée à

la dénomination d’origine du compo-sant servant à l’identification dumodèle de PROM dans la ligne d’ins-truction lors du lancement du pro-gramme. Il n’est pas question d’uti-liser de doublet même s’il s’agit decomposants de taille identique maisde fabricants différents.

Les 4 tensions entrées, VCC, VPP1,VPP2 et VPPnom, servent à faciliter leparamétrage des tensions lors d’unchangement de type de PROM. Leprogramme les affiche et les échan-tillonne en cas de lancement de lafonction /av.Il est possible de compléter ce fichierau cas où l’on voudrait utiliserd’autres PROM sérielles faisantappel à des algorithmes de pro-grammation similaires. Le nombremaximal d’entrées possible estdéfini par la constante maxdats dufichier spb.bas; il faudra, si néces-saire, modifier également cetteconstante. Toutes les données setrouvant déjà dans le fichier chi-pinfo.dat ont comme source l’adresseInternet donnée en référence [2].

Lecture du code fabricantToute PROM possède un code fabri-cant dit ID (IDentification) ce qui per-met au programmateur de l’identi-fier. Le code comporte 2 octets, dontle premier identifie le fabricant, quiest, pour les PROM de Xilinx, commementionné plus haut, $C9. Le secondoctet indique la taille (de la mémoire)de la PROM (Density code = 4 bits),l’algorithme de programmation spé-cifique (Algorithm Code = 4 bits) etse trouve dans la seconde colonnedu fichier chipinfo.dat.La lecture du code fabricant se faitpar le biais de la procédureReadMfGCode. Il faut pour cela com-mencer par mettre le composant àprogrammer en mode de program-mation, ce qui implique que CE = 1et OE = 0. On a ensuite émissiond’un certain nombre d’impulsionsd’horloge qui paramètre les spécifi-cations de la PROM soit comme NID-

Clk soit uniquement comme IDClk (cf.la première colonne du fichier chi-pinfo.dat). Par la mise de OE à « 1 »et de CE à « 0 », on dispose du bit depoids fort (MSB) du code fabricantsur la broche de données (DATA). Ona ensuite prise en compte du code à

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22 Elektor 11/2003

spb /av /d1 s10.Dans cette ligne /av signifie test de tension et/d1 port imprimante 1, LPT1 (si on veut utiliserLPT2 il faudra remplacer ce second terme parun /d2).Il faut commencer, par action sur l’ajustableP5, par ajuster VCC à 3,3 V, vu que touteaction sur P5 se traduit par une modificationtant de la valeur de la tension de 3,3 V que decelle de 5 V. Il faudra partant mettre en placele cavalier JP1 et ajuster à 3,3 V la tensionprésente sur la broche 8 du support de pro-grammation. Après avoir enlevé le cavalier ilfaudra encore, par action sur l’ajustable P4cette fois, ajuster à 5 V, la valeur de la tensionprésente sur cette broche 8.Pour finir, le programme demande les autrestensions requises par la broche 7. Lameilleure approche consiste à paramétrer cestensions lors d’un changement de type dePROM.

(010109)

PerspectivesL’auteur envisage, dans un prochain article, dedécrire le concept de base d’une carte pour busPCI qui utilise ces PROM et les FPGA correspon-dantes. Si ce projet vous paraît intéressant, vouspourrez faire un tour sur le site Internet ouessayer de prendre contact par l’adresse de Cour-riel donnés ci-dessous.

http://www.anfatec.demailbox@anfatec.de

[1] Spécifications Programmateurwww.xilinx.com/support/programr/specs.htm[2] Spécifications PROMwww.xilinx.com/isp/csapps.htm

l’aide de la fonction LeseByteMfG,chaque nouvelle impulsion se tra-duisant par l’apparition du bit sui-vant sur la ligne de données.

Le bit de RAZLes PROM sérielles peuvent tra-vailler à polarité de RAZ soit positive(non programmé) soit négative. Encombinaison avec les FPGA deXilinx, les PROM sont réinitialiséespar le biais de la ligne INIT de laFPGA et requièrent partant unepolarité de RAZ négative. Pour pou-voir les programmer il faut avoir pro-grammé le bit de RAZ à « 0 ». Un bitde RAZ grillé ne pourra plus êtreeffacé ! Il est partant préférable, encas de doute, de commencer par tes-ter le comportement de boot avec unbit de RAZ non grillé (RESET = 1).

ProgrammationLa procédure Burning fait basculer laPROM en mode de programmation.Pour ce faire, elle force, pendant unminimum de 2 flancs montants dusignal d’horloge CLK, les signaux CEet OE au niveau haut et la tensionVPP au niveau VPP1 [1].Lorsque l’on se trouve en mode deprogrammation il est possible tantde lire les identificateurs fabricant etcomposant que d’écrire des don-nées. Pour la programmation desdonnées on a, pour les différentstypes de PROM supportés par ceprogrammateur, à chaque fois trans-fert dans un verrou interne de64 bits, données qui sont prises encompte simultanément par l’appli-cation de la tension VPP1. La seulePROM de Xilinx qui utilise des ver-rous de 32 bits de large est laXC17S05, composant qui n’est prati-quement plus utilisé, raison pourlaquelle ce programmateur ne lesupporte pas. Les spécificationsrequièrent, mais le présent pro-gramme ne les suit pas à cet égard,l’application, une fois la programma-tion terminée, de la tension VPP2. Onquitte ensuite le mode de program-mation par la déconnexion des 2 ten-sions d’alimentation VCC et VPP.

Mise en oeuvreLes dimensions du circuit imprimésimple face dessiné à l’intention de

cette réalisation et représenté enfigure 3 (disponible auprès deThePCBShop.com) sont, avec leur 72x 63 mm, suffisamment amples pourque vous n’ayez pas de problèmelors de l’implantation des compo-sants. La caractéristique simple facese paie par la mise en place de5 ponts de câblage, dont l’un passesous le support à 8 broches (K2).Après avoir implanté les différentscomposants en veillant à la polaritéde ceux qui en ont une, cela vautaussi pour le réseau de résistancesSIL, le montage devrait fonctionnerdu premier coup. Après une dernièrevérification critique de la réalisation(soudures, courts-circuits, polarités,valeurs) il sera temps d’appliquer latension d’alimentation aux picotsprévus à cet effet. On commencerapar appliquer à la platine, sans avoirplacé de PROM dans le support, unetension continue comprise entre 15et 18 V. La diode D2 prise en sériedans la ligne d’alimentation sert deprotection contre une inversion mal-encontreuse de polarité de la tensiond’alimentation. Une fois le program-mateur sous alimentation, le premierpoint à vérifier est la présence sur labroche 20 de IC1. La LED de signali-sation de la présence de la tensiond’alimentation devrait, par le biaisde la résistance de forçage au niveauhaut (pull up), être allumée.Il faudra, avant de pouvoir utiliser leprogrammateur, installer le logicielet le lancer. Le cavalier JP1 permetun choix rapide et aisé de la tensiond’alimentation de la PROM à pro-grammer, 3,3 ou 5 V. Les autres ten-sions sont paramétrables librementvu que les PROM de Xilinx connais-sent déjà pas moins de 3 combinai-sons de tension différentes. Demanière à éviter d’avoir à rechercherà chaque fois les tensions exactesrequises, les informations les concer-nant se trouvent stockées dans lefichier chipinfo.dat; celles-ci sont, sile programme est lancé avec l’option/av, affichées de sorte qu’il est faciled’en modifier le paramétrage.Une fois l’installation du programmeterminée, il reste à relier le program-mateur au port parallèle du PC. LaLED de signalisation de la tensiond’alimentation s’allume alors. Il estpossible ensuite d’appeler le logicielde programmation à l’aide, parexemple, de la ligne de commande :

MICROCONTRÔLEUR

2311/2003 Elektor

DéverminageLe programme, écrit en Turbo-Pascal, faitappel à l’unité crt, qui est plombée par unbug qui entraîne, sous Windows, à uneerreur système. Le programme ne pose parle moindre problème s’il tourne sous DOS.Si vous tenez à travailler sous Windows, ilvous faudra utiliser une rustine (patch) quilocalise cette erreur de programme et l’éli-mine.En cas de modification du code-source et sil’on en effectue la compilation, il faudra ànouveau corriger spb.exe à l’aide de la rus-tine TPPATCH.EXE qui se trouve elle aussidans le logiciel EPS010109-11 disponible autéléchargement et auprès des adresses habi-tuelles pour ceux d’entre nos lecteurs quin’auraient pas accès à la Toile.

INFORMATIONS

24 Elektor 11/2003

Si, tout au début du transistor, c’était sa capa-cité d’amplification qui fascinait, il s’est vudevenir, au cours des ans, plus souvent uti-lisé en tant que commutateur. Et c’est trèsprécisément cette fonction –numérique– qui,en fait, a constitué le point de départ de cetarticle : la combinaison de transistors de com-mutation permet d’implémenter les fonctionslogiques les plus diverses; nous allons fairecalculer les transistors à notre place.L’importance des circuits intégrés de logiquenumérique est éloquemment illustrée parl’augmentation croissante du nombre de ceque l’on appelle les familles. Si certainesd’entre elles sont déjà dépassées, il en arrivede nouvelles de temps à autre. Quelles quesoient nos bonnes intentions, nous ne seronspas en mesure de traiter le sujet exhaustive-ment dans les quelques pages disponibles.Nous vous proposons de jeter un coup d’oeilà la figure 1 pour vous faire une bonne idéede la situation actuelle.Dans ce panorama succinct des parts de mar-ché des différentes familles (source : TexasInstruments) nous trouvons tout à droitecelles qui sont en voie de disparition. Il estpartant judicieux de ne plus utiliser, dans desnouveaux projets, de circuit intégré TTL parexemple.Tout à fait à gauche on découvre un certainnombre de familles arrivant sur le marché.Plus petits, plus rapides, ou encore uneconsommation de courant plus faible. En toutétat de cause, ces 2 dernières caractéris-tiques sont, nous allons le voir un peu plus

loin, contradictoires normalement.Nous nous concentrerons, dans leprésent article, sur les familles lesplus intéressantes, du point de vued’un électronicien amateur s’entend.De ce fait, nous ne parlerons pas, parexemple, de la famille rapide ECL(Emitter Coupled Logic) en raison deses prix exorbitants, pour l’amateur.

Au coeur des chosesLa famille TTL évoquée quelqueslignes plus haut est sans doute, dans

le monde de la logique numérique,l’un des membres les plus anciensqui soit encore « vivants ». Un circuitintégré TTL est en fait constitué detransistors bipolaires. Comme vousn’êtes sans doute pas sans le savoir,TTL est l’acronyme de Transistor-Transistor Logic. Une porte simple(gate), un inverseur par exemple,présente, en technologie TTL, lastructure représentée en figure 2a.À titre de comparaison, la figure 2bdonne le schéma de principe d’uninverseur CMOS. Ce type de circuit

La logique numériqueUn tour d’horizon

David Daamen

Avec le foisonnement de familles logiques, il nous a paru utile, sentimentconfirmé par quelques courriers « snail » et E-mail, qu’il serait bon de fairele point des caractéristiques des plus importantes d’entre elles. Nousajouterons un mot quant aux points d’attention requis lorsque l’on travailleavec de la logique numérique.

030317 - 11

CB3T/Q

AUC VME

SSTV GTLP

Little Logic

AVCTVC

ALVT

CBTLVALVC

BipolairCMOS

BiCMOS

LVCLV

AHCLVT

ABT

FCT

ACL

BCT HCALS

F

AS

CD4000

LS

S

TTL

CBT

Figure 1. Les parts de marché des familles logiques.

Plus on se trouve dans le coin en bas à droite,plus le circuit est rapide et économe...Ce graphique utilise des valeurs typiques depuissance consommée et de vitesse des dif-férentes familles. Notons que pour la notionde vitesse on utilise en fait la durée de trans-fert, c’est-à-dire le temps nécessaire pourqu’un changement d’état à l’entrée ait uneffet sur la sortie. À titre d’exemple, le gra-phique correspondant à une porte ET (AND)de la figure 4 montre que le temps de trans-fert (propagation delay) est de 3 ns. Ce n’estque 3 ns après que l’entrée est passée auniveau haut que la sortie fait de même.Notons que la durée est la même pour la tran-sition haut/bas.Autre paramètre important, la marge de bruit(noise margin). Ce nombre donne la différenceentre le niveau de tension pour une valeurlogique entre un port émetteur (driver) etrécepteur (receiver). Il est partant possible decalculer une marge de bruit pour un « 0 »logique et pour un « 1 » logique :

Marge de bruit Sortie Haute = VOH [émetteur] – VIH [récepteur]

Marge de bruit Sortie Basse = VIL [récepteur] – VOL [émetteur]

Ainsi, si l’on doit calculer la marge de bruitpour un « 1 » logique, celle-ci correspond auniveau de tension lorsque la sortie du portémetteur (VOH) se trouve au niveau hautintégré est constitué de transistors

FET de type NMOS et PMOS com-plémentaires les uns des autres.Ceci explique d’ailleurs l’acronymeque cache la logique CMS : Comple-mentary Metal Oxide SemiconductorLogic. La figure 2c montre, pour finir,la structure interne d’un inverseurBiCMOS : comme on pouvait s’yattendre, il fait appel tant à des tran-

sistors bipolaires qu’à des transis-tors CMOS.Les circuits intégrés en technologieCMOS consomment beaucoup moinsque leurs prédécesseurs bipolaires,vu qu’en principe un circuit CMOSne consomme de courant que lors dela commutation. L’inconvénient de cetype de circuit intégré est qu’en rai-son de leur entrées à FET, ils sontbien plus sensibles à l’électricité sta-tique et aux courants d’entrée tropélevés.

Paramètres importantsLors de la conception d’un montage,les critères auxquels un amateur estle plus sensible sont la disponibilitéet le prix des composants requis.Plus le montage en question sedécale vers le professionnel, plus lavitesse et la consommation de puis-sance deviennent des facteurs plusimportants lors du choix d’un com-posant donné ou d’une famille decomposants. On utilise souvent unnombre dit produit vitesse-puissancepour effectuer une comparaisonentre les performances des diffé-rentes séries logiques. Le graphiquede la figure 3 rend le produit d’uncertain nombre de familles connues.

INFORMATIONS

2511/2003 Elektor

+VCC

Entrée Sortie

030317 - 12a

Figure 2a. Inverseur TTL bipolaire.

+VCC

Entrée Sortie

030317 - 12b

Figure 2b. Inverseur CMOS.

+VDD

Entrée

Sortie

030317 - 12c

Figure 2c. Inverseur BiCMOS.

Vitesse vs Puissance

Puissance [W]

Vite

sse

[ns]

030317 - 13

BCT

ALS

LS

TTL

ALVT

ALB

ABT

AVC AUC

LVC

AC

AHC

LV

HC

HCT

LVT

FCTAS

S

74FALVC

ACTAHCTAHC

1.E+000

5

10

15

20

25

30

35

1.E-01 1.E-02 1.E-03 1.E-04 1.E-05

Figure 3. Vitesse vs puissance : un repère-étalon de performance.

VCC

A

Y

Entrée A

Sortie Y0 ns 5 ns

030317- 14

Figure 4. Diagramme du retard au transfert introduit par une porte ET CMOS.

diminué du niveau de tension auquelle port récepteur (VIH) détecte un« 1 » logique. Il en va de même dansle cas d’un niveau bas, les valeursutilisées étant alors VIL et VOL.Le facteur de marge de bruit n’estpas uniquement pour fonction d’éva-luer l’insensibilité aux parasites (lesvaleurs élevées sont meilleures). Ilpermet également de voir sur cer-taines familles ont des niveaux com-patibles. Des valeurs de marge debruit négatives indiquent une incom-patibilité !Le dernier set de paramètres impor-tants dont nous allons parler sontl’entrance (fan-in) et la sortance (fan-out). Ces nombres indiquent lenombre de portes qu’une porte don-née est en mesure d’attaquer, cetélément étant fonction des courantspouvant être fournis et drainés :

Sortance Sortie Haute = IOH [émet-teur] / IIH [récepteur]Sortance Sortie Basse = IOL [émet-teur] / IIL [récepteur]

Comme on le voit, le calcul est faitpour chacun des niveaux logiques :le résultat le plus faible détermine enfait la sortance finale. Ce calcul nevaut pas uniquement pour les portesd’une famille donnée, mais encored’une famille à l’autre.

Tour d’horizonAprès avoir passé en revue les para-mètres les plus importants il esttemps de faire un tour d’horizon.Dans le tableau 1 il est fait, pour uncertain nombre de familles, mention,outre de la tension d’alimentation etde la technologie utilisée, sous ladénomination de « compatibilité »,des valeurs des niveaux logiques.Ces valeurs sont développées dansla figure 5. Attention : ces valeursn’ont qu’un titre indicatif. Il est pré-férable, lors de calculs, d’utiliser lesvaleurs tirées de la fiche de caracté-ristiques d’un composant spéci-fique ! Cette remarque vaut égale-ment pour les valeurs de courantd’attaque et en statique dutableau 1. Tout comme le temps detransfert Tpd max, il s’agit soit demoyennes ou de valeurs typiquespour une famille.

Tableau 1. Panorama d’un certain nombre de familles.

Compatibilité Commande Courantstatique Vitesse

Input Output Iol Ioh Icc Tpd max

Famille Technologie Vil/Vih Vol/Voh (mA) (mA) (mA) (ns)1,8 V

AUC CMOS CMOS CMOS 8 -8 0,01 22,5 V

AVC CMOS CMOS CMOS 8 -8 0,04 23,3 V

ALVT BiCMOS CMOS LVTTL 24 -8 4,5 3,5LVT BiCMOS LVTTL LVTTL 64 -32 0,19 3,5

ALVC CMOS LVTTL LVTTL 24 -24 0,04 3LVC CMOS LVTTL LVTTL 24 -24 0,01 4ALB BiCMOS LVTTL LVTTL 25 -25 0,8 2AC CMOS CMOS CMOS 12 -12 0,02 8,5

AHC CMOS CMOS CMOS 4 -4 0,02 11,9LV CMOS LVTTL LVTTL 8 -8 0,02 14

5 VFCT BiCMOS TTL TTL 64 -15 0,08 7ABT BiCMOS TTL TTL 64 -32 0,25 3,5AHC CMOS CMOS CMOS 8 -8 0,04 7,5

AHCT CMOS TTL CMOS 8 -8 0,04 7,7AC CMOS CMOS CMOS 24 -24 0,04 6,5

ACT CMOS TTL CMOS 24 -24 0.04 874F Bipolar TTL TTL 64 -15 120 6

BCT BiCMOS TTL TTL 64 -15 90 6,6HC CMOS CMOS CMOS 6 -6 0,08 21

HCT CMOS TTL CMOS 6 -6 0,08 30AS Bipolar TTL TTL 64 -15 143 7,5

ALS Bipolar TTL TTL 24 -15 58 10LS Bipolar TTL TTL 24 -15 95 12

S Bipolar TTL TTL 64 -15 180 9TTL Bipolar TTL TTL 16 -0,4 22 22

INFORMATIONS

26 Elektor 11/2003

5V VCC

2V4 VOH

0V8 VIL

0V4 VOL

2V0 VIH

1V5 Vt

0

5-V TTLStandard TTL, ABT,

AHCT, HCT, ACT, Bipolar

GND

3V3 VCC

2V42V3

VOH

0V8 VIL

0V4 VOL

2V0 VIH

1V5 Vt

0

3.3-V LVTTLLVT, LVC,

ALVC, LV, ALVT

GND

2V5 VCC

VOH

0V7 VIL

0V2 VOL

2V0 VIH

1V2 Vt

0

2.5-V CMOSAUC, AVC,

ALVC, LVC, ALVT

GND

1V8

5TTL

5TTLRvr

Dvr

5CMOS

5CMOS

3LVTTL

3LVTTL

25CMOS

25CMOS

18CMOS

Yes

Yes

Yes

Yes

No

No

Yes

No

No

No

Yes*

Yes*

Yes

Yes

No

Yes*

Yes*

Yes*

Yes

No

Yes*

Yes*

Yes*

Yes*

* Requires VIH Tolerance

Yes

18CMOS

VCC

1V2 VOH

0V7 VIL

0V45 VOL

1V17 VIH0V9 Vt

0

1.8-V CMOSAUC, AVC,ALVC, LVC

GND

5V VCC

4V44 VOH

1V5 VIL

0V5 VOL

3V5 VIH

2V5 Vt

0

5-V CMOSRail-to-Rail 5VHC, AHC, AC

GND

D R

Is VOH higher than VIH ? Is VOL less than VIL ?

030317 - 15

Figure 5. Niveaux d’entrée/sortie (N.B. : utiliser, lors du calcul des marges de bruit et de lacompatibilité, les valeurs minimum de « Output Haut » et les valeurs maximales de « OutputBas ». La compatibilité donnée dans le tableau dotée d’un « * » ne vaut que dans le cas descircuits intégrés capables de supporter une tension d’entrée élevée : on parle de « Vihtolerance ». Cf. Les fiches de caractéristiques des circuits intégrés concernés).

lors de la mise sous tension, cette réductionpouvant prendre la forme de plans d’alimen-tation ou de masse (importants). Utilisez tou-jours, en vue contrer ce phénomène, descondensateurs (dits de découplage) placés leplus possible des lignes d’alimentation descircuits intégrés. Veillez à raccourcir au maxi-mum partout les trajets suivis par les cou-rants (CEM !).Ne jamais laisser « en l’air » (non connec-

Application

Il est important, lorsqu’il s’agit demettre de la logique numérique enpratique, de tenir compte d’un cer-tain nombre de points. Il faut com-mencer par vérifier s’il n’existe pasd’incompatibilité entre les diffé-rentes versions de différents fabri-cants. Chaque circuit intégré pos-sède une dénomination propre grâceà laquelle il est (pratiquement) tou-jours possible de trouver une fichede caractéristiques (sur Internet). Ilnous est impossible, pour des rai-sons de place, de vous donner toutesles options possibles (ce n’est paspour rien que la bible en la matière,IC Master, comporte 3 volumes pourun total de quelque 4 000 pages(remplacés depuis quelques annéespar un CD-ROM); nous vous propo-sons, en figure 6, la convention utili-sée par Texas Instruments sur sescircuits intégrés.Il faut en outre, lors de la conceptiond’un montage, tenir compte bien évi-demment des courants d’entréemaximum. IL faudra protéger lesentrées contre des crêtes de tension,dues, par exemple à des déchargesélectrostatiques. On pourra, à ceteffet, prendre une paire de diodesmontées dans le sens inverse, l’uneentre l’entrée et la ligne d’alimenta-tion positive, l’autre entre l’entrée etla masse. Ces diodes dériveront lespics de tension protégeant ainsi l’en-trée. On trouve, sur le marché, nonseulement des diodes spécialementconçues pour la protection contre lestransitoires, mais même des circuitsintégrés reposant sur le même prin-cipe destinés, par exemple, à la pro-tection, d’un coup d’un seul, d’unbus complet. À noter que la plupartdes familles supportent l’entrée encontact avec une personne chargéejusqu’à 24 V, de sorte que dans desconditions normales, cette protectiondevrait être suffisante.Il faut en outre veiller à raccourcir aumaximum les liaisons inter-circuitsintégrés et entre ces derniers et lemonde extérieur. Aux vitesses éle-vées, des liaisons de forte longueuront vite fait de devenir des lignes detransmission. Il est possible, par lamise en place de résistances de ter-minaison, de contrer divers phéno-mènes tels que réflexions et autresoscillations. Il est important égale-

ment d’éviter de longues postesparallèles les unes aux autressachant que cela favorise le risquede diaphonie (interférence d’unepiste par rapport à une autre situéeà proximité).Il faut veiller à ce que l’inductancedes lignes d’alimentation soit la plusfaible possible pour éviter l’effondre-ment de la tension d’alimentation

Tableau 2. Panorama des fabricants.TI Fairchild Hitachi IDT ON Pericom Philips Toshiba

Bip

olai

re

ALS ALS – – – – ALS –AS AS – – – – – –74F F – – F – F –LS LS – – LS – – –S S – – – – – –

TTL TTL – – – – – –

BiC

MO

S

ABT ABT ABT – – – ABT ABTALB – – – – – – –ALVT – – – – ALVT ALVT –BCT BCT – – BC – – BCLVT LVT LVT – – – LVT –

CM

OS

AC/ACT AC/ACT AC/ACT – AC/ACT – – AC/ACTAHC/AHCT VHC – – VHC – AHC VHC

ALVC VCX ALVC ALVC VCX ALVC ALVC VCXAUC – – AUC – – AUC –AVC – – – – AVC AVC –CBT FST – FST/QS – PI5C – –

CBTLV – – CBTLV – P13B – –CD4K CD4K – – MC1400 – – –FCT – – FCT – FCT – –

HC/HCT HC/HCT HC/HCT – HC/HCT – HC/HCT HC/HCTLV-A LVQ/LVX LV – LVQ/LVX – LV LVQ/LVXLVC LCX LVC LVC/LCX LCX LCX/LPT LVC LCX

INFORMATIONS

2711/2003 Elektor

SN74 ABT H 16 2 244 A DGG R

030317 - 16

Standard PrefixMilitary (54)Commercial (74)

Function00174244

Device revisionBlank = No RevisionLetter Designator A-Z

Package TypeD,DW = SOICDB, DL = SSOPDBB,DGV = TVSOPDCT, DCU = TSSOPDBV, DCK = SOTDGG, PW = TSSOPFK = LCCCFN = PLCCGB = CPGAGKE, GKF = LFBGAGQL = VFBGAHFP, HS, HT, HV = CQFPJ, JT = CDIPN, NP, NT = PDIPPAG, PAH, PCA, PCB, PM, PN, PZ = TQFPPH, PQ, RC = QFPRGY, RGQ = QFNW, WA, WD = CFPYEA, YEP, YZA, YZP = DSBGA

Tape & Reel

Special FeatureBlank = No special featuresC = Configurable VCCD = Level Shifting DiodeH = Bus HoldK = Undershoot ClampR = Damping Resistor on Inputs/OutputsS = Schottky Clamping DiodesZ = Power Up 3 State

Bit WidthBlank = Gates, MSI, and Octals1G = Single Gate2G = Dual Gate3G = Triple Gate 8 = Octal IEEE 1149 (JTAG)16 = Widebus TM (16, 8, and 20)18 = Widebus IEEE 1149.1 (JTAG)32 = Widebus+ TM (32 and 36 bit)

OptionsBlank = No Options2 = Series Damping Resistor on Outputs3 = Level Shifter4 = Level Shifter25 = 25Ω Line Driver

FamilyABT/EAC/ACTAHC/AHCTALBALSALVCALVTASAUCAVCBCTCBT/LV/CB3xCD4000FFBFCTGTLGTLPHC/HCTHSTLLSLVLVCLVTSSSTLSSTVTTLTVCVME

Figure 6. Dénominations utilisées par Texas Instruments.

tée) une entrée non utilisée. Un niveaulogique indéfini peut entraîner une mise enoscillation spontanée dont la porte concer-née ne sera pas seule à subir les effets : uneporte entrée en oscillation peut entraîner ledisfonctionnement de l’ensemble du circuitintégré dont elle fait partie, si ce n’est pascelui de l’ensemble du montage. Lafigure 7 vous propose 4 solutions possibles.L’approche la plus simple consiste tout sim-plement à interconnecter les entrées res-tées inutilisées d’un circuit multi-porte. Ilfaudra dans ce cas-là tenir compte de lasortance du circuit assurant la commande !Une autre solution, qui n’induit pas de pro-blèmes de sortance, consiste à relier l’en-trée à l’un des 2 niveaux logiques –dans laplupart des cas il s’agit de la tension d’ali-mentation ou de la masse (la paire centralede la figure 7). En cas d’utilisation de cir-cuits intégrés TTL, on pourra intercaler unerésistance-série, Rs, entre la tension d’ali-mentation et une entrée non utilisée demanière à limiter le courant drainé.Il faut en outre, dans le cas de bascules bis-tables (flipflop), registres et verrous (latch)

tenir compte des temps d’établisse-ment (set-up) et de maintien (hold).À tout prendre, ces notions sortentdu cadre de cet article, mais en faitcela se résume à ce qu’il faut que lesentrées soient stables un certaintemps avant et un certain tempsaprès l’arrivée d’une impulsiond’horloge active. Si le sujet vousintrigue, nous vous recommandonsla lecture des fiches de caractéris-tiques et des notes d’application dequelques fabricants notoires.

En guise de conclusion

Nous vous proposons, dans letableau 2, la liste (non exhaustive)d’un certain nombre de fabricants etdes familles en cours de productionavec leurs abréviations. Le tableau 3donne une liste quasi-complète desacronymes tels qu’on les trouve surles boîtiers des circuits intégrés.

(030317)

INFORMATIONS

28 Elektor 11/2003

&Entrée Sortie &

Entrée

Sortie

Entrée

VCC

Sortie≥1 &

Entrée

030317 - 17

Sortie

RS

Figure 7. Ne pas laisser en l’air les entrées non-utilisées.

AD Analog DevicesAM Advanced Micro DevicesAT Atmelbq BenchmarqCA RCA (analog)CD RCA (digital)CL CComlinear Corp.CS Crystal SemiconductorCS Cherry SemiconductorCY Cypress SemiconductorDG SiliconixDS Dallas SemiconductorDM National Semiconductor (digital)ED IElectronic Designs Inc, EDIEL ElantecEP Altera (Classic series)EPC Altera (EPROM)EPF Altera (Flex series)EPM Altera (MAX series)HA Hitachi (analog)HAT HitachiHD Hitachi (digital)HI HarrisHM Harris MicrowaveIDT Integrated Devices Technology, IDTIRF International RectifierIP Integrated PowerLM NationalM MitsubishiMACH Vantis (MACH, PLD)MAX MaximMB Fujitsu

MC MotorolaMN Micro NetworksNDS National SemiconductorNE SigneticsPI PericomPM PMI ‘Analog Devices’PWM SiliconixQL Quick LogicQSI Quality SemiconductorSA SigneticsSD SGS ThomsonSE SigneticsSG Silcon GeneralSI SiliconixSN Texas Instruments, TI (Standard)SNJ Texas Instruments, TI (MIL/QML Qualified)SPT Signal Processing Technologies, SPTSSD Samsung ElectronicsSU SigneticsSY Synergy SemiconductorTA ToshibaTC ToshibaTD Pro-ElectronicsTL Texas Instruments (analog, Linear)TMS Texas InstrumentsX XicorXC XilinxXR Exar Corp.uA FairchildUC Unitrode integrated circuitsZ ZilogZD Zeltex

Tableau 3. Acronymes les plus courants de noms de fabricants.

MINI-PROJET

30 Elektor 11/2003

Le circuit représenté en figure 1 utilise,comme capteur de température, une résis-tance NTC (à Coefficient de TempératureNégatif), approche simple et bon marché. Ilsuffit, après l’avoir isolé, de fixer ce capteurde température à l’extérieur sur le coffret duPC. Lorsque l’on atteint à cet endroit unetempérature de 40 °C, une LED de signali-sation s’allume, un résonateur se manifesteou une installation de pulvérisation automa-tique est activée. Notons que l’alarme ne se

désactive pas automatiquementlorsque la température a retrouvéune valeur normale, il faut pour celaappuyer sur le bouton-poussoirReset, S1. Ceci permet d’être avertid’une surchauffe passagère ayanteu lieu plus tôt.Il peut sembler, à première vue, que40 °C soit une valeur de températurerelativement faible lorsque l’on saitque les semi-conducteurs au silicium

courants peuvent supporter jusqu’à150 °C. Il ne faut pas oublier quenous mesurons la température à l’ex-térieur du boîtier et que de ce fait àl’intérieur la température est sensi-blement plus élevée. Une tempéra-ture de 40 °C au niveau de la tôleextérieure du boîtier paraît de ce faitune température se justifiant parfai-tement. Rien n’interdit non plusd’opter pour une valeur de tempéra-ture différente pour peu que l’onremplace R2 par une résistanced’une autre valeur. On pourrait éga-lement envisager de mettre à cetendroit un ajustable qui permettrade rendre variable le réglage de ceparamètre.La valeur à donner à R2 dépend de larésistance du capteur lorsque celui-ci se trouve à sa température dedéclenchement. Le capteur NTC pré-sente une résistance de 10 kΩ à25 °C. Lorsqu’il se trouve à une tem-pérature de 40 °C sa résistance esttombée à 5 kΩ seulement. Et c’esttrès exactement à ce moment que lecircuit déclenche l’alarme. On peutdire que l’on a, en règle générale,déclenchement lorsque le capteur R1atteint une valeur égale à la moitié

Indicateur de surchauffeAlarme universelle

Burkhard Kainka

La crainte de tout possesseur de PC : un jour, le ventilateur se bloque sans nemoindre signal à la suite d’un durcissement du lubrifiant du roulement, latempérature à l’intérieur du PC ne cesse d’augmenter et à un moment ou à unautre les dommages sont irrémédiables. Il est indéniable qu’un avertissementprécoce, grâce au mini-projet décrit ici, serait le bienvenu.

une platine gravée.Vous ne devriez pas rencontrer de problèmelors de la mise en place des composants.

(030017)

de la résistance R2. Il suffit partantde connaître la valeur de la résis-tance aux températures souhaitéespour que le dimensionnement de R2ne pose plus de problème. Letableau 1 vous permettra de faire lebon choix. Nous avons égalementprévu des valeurs de températurenégatives pour le cas où l’on vou-drait utiliser ce montage pour sur-veiller un installation de congélation.S’il devait vous être impossible demettre la main sur une NTC de10 kΩ, rien d’interdit d’en utiliserune autre. L’important est de veillerà conserver le rapport entre R1 et R2.En cas d’utilisation d’une NTC de4,7 kΩ, R2 devrait avoir une valeurde 4,7 kΩ si l’on veut un déclenche-ment de l’alarme à une températurede 40 °C.

L’électroniqueLe circuit temporisateur du type 555,en version CMOS dans le cas pré-sent pour réduire la consommation,intègre une paire de comparateursqui commutent à très exactement1/3 et 2/3 de la tension d’alimenta-tion et attaquent une bascule RS(figure 2). Comme cela est la casd’habitude avec une bascule (flip-flop) monostable ou astable, on achargement et déchargement d’un

condensateur à l’intérieur dudomaine défini par ces 2 seuils. Lescomparateurs servent ici à une com-paraison avec une valeur-limite detempérature. Lors de la mise soustension du circuit, un condensateurdéfinit un état de réinitialisation par-faitement établi.Cependant, dès que la tension auxbornes du capteur à 40 °C et 5 kΩatteint la valeur des 2/3 de la tensiond’alimentation, le circuit intégrécommute et déclenche l’alarme. Ilest possible de couper l’alarme paraction sur la touche de remise à zéro,mais elle se coupe également d’elle-même lorsque la tension est retom-bée au 1/3 de la tension d’alimenta-tion. Avec le dimensionnementadopté pour 40 °C cette situationapparaît lorsque la température achuté jusqu’à quelque +10 °C,lorsque la résistance du capteur estremontée à 20 kΩ environ.On pourra utiliser la petite platineque l’on aura gravée à partir du des-sin des pistes représenté en figure 3pour réaliser ce montage. Le fichiercorrespondant est disponible autéléchargement depuis notre siteInternet à l’adresse :www.elektor.fr/pcbs/pcbs.htm.Notez qu’il est également possible,par le biais de thePCBShop,www.thepcbshop.com, d’obtenir

MINI-PROJET

3111/2003 Elektor

Température Résistance du capteur

Valeur recommandéepour R2

–20 °C 130 kΩ 270 kΩ–10 °C 68 kΩ 130 kΩ0 °C 37 kΩ 75 kΩ

+10 °C 21 kΩ 43 kΩ+20 °C 13 kΩ 27 kΩ+25 °C 10 kΩ 20 kΩ+30 °C 7,9 kΩ 16 kΩ+40 °C 5,0 kΩ 10 kΩ+50 °C 3,3 kΩ 6,8 kΩ+60 °C 2,2 kΩ 4,3 kΩ+70 °C 1,5 kΩ 3 kΩ

IC1DIS

THR

OUT

TLC555

TR

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

R2

10k

C1

100n

R1

10k- ΘNTC R3

2k2

D1

S1

K1

030017 - 11

Figure 1. Un 555 qui se demande bien ce qu’ilfait ici.

Figure 2. Structure interne d’un 555.

030017=1

(C) ELEKTOR

C1

D1

IC1

K1

R1

R2

R3030017-1S1

- +

030017=1

(C) ELEKTOR

Figure 3. Une mini-platine pour un mini-circuit.

Liste des composants

Résistances :R1 = NTC 10 kΩ *R2 = 10 kΩ*R3 = 2kΩ2

Condensateurs :C1 = 100 nF

Semi-conducteurs :D1 = LEDIC1 = TLC555

Divers :S1 = bouton-poussoir unipolaire à contact

travailK1 = 2 picots de soudure

INFORMATIONS

32 Elektor 11/2003

Le mot « bus » ne manque pas d’évoquer letransport de passagers d’un point à un autre.Bien que cet article ne traite pas des autobus,il existe une certaine similitude, car les bus dedonnées constituent aussi une sorte de moyende transport. L’autobus transporte des passa-gers et le bus de données –surprise– des don-nées. Pour transmettre efficacement les don-nées de l’équipement périphérique dans les 2sens, un bus de données doit faire preuved’une capacité d’intégration poussée dansd’autres systèmes (appareils et leurs combi-naisons) et (si nécessaire) doit pouvoir gérerun nombre élevé de composants. Points cru-ciaux dans l’évaluation d’un système de bus :

– Quelle doit être la vitesse de transmissiondes données ?

– Quel est le nombre de composants devantêtre individuellement adressables ?

– Le coût du matériel joue-t-il un rôle impor-tant ?

Les bus de données peuvent être classésselon les catégories suivantes : série/paral-lèle et synchrone (avec horloge)/asynchrone(sans horloge).

Le bus parallèleLe bus de données parallèle dispose d’aumoins 8 lignes de données bidirectionnelles. Ilexiste actuellement des microcontrôleurscapables de gérer des bus de données dontla largeur, qui peut atteindre 32 bits, permetd’obtenir un débit de données élevé. Cesmicrocontrôleurs servant de DSP (processeursde signaux numériques) sont destinés auxsystèmes gourmands en temps de calcul tels

qu’on en trouve par exemple dansles domaines de la sécurité ou desloisirs.

Le bus sérieUn bus série envoie et reçoit les don-nées en série par, dans la plupartdes cas, moins de 3 lignes. Autre-ment dit, les bits de données du motà transmettre sont envoyés succes-sivement.

À ce stade de la comparaison, on

peut déjà se faire une idée des avan-tages et désavantages de ces 2 sys-tèmes de bus. Le bus série, qui nepossède généralement qu’une seuleligne de données, offre un débit detransmission peu élevé. Le hardwaredu bus parallèle est très complexe etses nombreuses connexions peuventdevenir une source de problèmes, enparticulier lorsque les cartes sont depetite taille.Outre les lignes de données, la plu-part des bus parallèles comportent

Bus de donnéesDans les circuits électroniques

Hannes Nordmann

Cet article est consacré à quelques différences fondamentales entre lesdifférents types de bus dans les circuits électroniques, à leurs avantageset à leurs inconvénients. Il compare l’aptitude de plusieurs bus série àfonctionner dans différents systèmes.

Système-source Moyen de transport Système(s)-cible

Contrôleur(maître de bus)

Récepteur de données(esclave)

Câble

030148 - 11

Bloc dedonnéespar ex.

0100.0110

Adapter les données au bus

Figure 1. Tout bus est un moyen de transport.

cation « classique » est celui des mémoiresEEPROM de téléphones, de téléviseurs etd’autres produits de l’électronique grandpublic dont les valeurs sont rarement modi-fiées. Par exemple : mémoire de numérotationfixe dans les téléphones numériques ou don-nées de syntonisation (accord) H.F. dans lestéléviseurs ou les récepteurs satellite.

Le bus I2CLe système de bus I2C (Inter Integrated Cir-cuit), qui équipe depuis une bonne vingtained’années une grande partie de l’électroniquegrand public, a été conçu par l’entreprise Phi-lips. Il possède 2 lignes bidirectionnelles dedonnées et d’horloge : SDA (Serial Data) etSCL (Serial Clock) qui lui permettent de com-mander en mode 7 bits 27 = 128 puces diffé-rentes (des adresses 10 bits sont aussi dis-ponibles à partir de la version 1.0 de 1992). Lastructure générale du bus I2C (figure 2) estbasée sur l’interconnexion de toutes lespuces par SDA et SCL.Contrairement au bus Microwire, le bus I2Cne choisit pas d’esclave au moyen d’une ligneséparée. Il dispose d’un protocole d’adres-sage spécifique qui permet de commanderindividuellement et sans risque de confusionchaque puce faisant partie de la configura-tion. Il faut donc que chaque puce disposed’une adresse unique permettant d’entrer encontact avec elle.Chaque transmission via le bus série est ini-tialisée par une séquence de départ (« Start »)et une séquence d’arrêt (« Stop »). Le bus I2Cest inactif entre « Stop » et « Start ». Les résis-tances de charge rappellent la ligne SDA auniveau logique haut. Les impulsions d’horlogede SCL sont habituellement aussi arrêtées.Toute la séquence d’adressage et de transfertde données entre maître et esclave se dérouledonc entre « Start » et « Stop ». Un accusé deréception (ACK) à la fin de chaque octettransmis permet d’éviter les erreurs de trans-mission qui pourraient se propager dans l’ap-plication. Cet ACK est envoyé au maître parl’esclave adressé lorsque le transfert s’esteffectué correctement.La figure 3 montre que l’adresse esclave de7 bits est suivie d’un bit supplémentaire, ladirection des données. En effet, la plupart despuces I2C, par exemple l’extension de portsPCF8574, peuvent aussi bien lire qu’écrire.Dans l’exemple, « lire » signifie simplement« interroger les ports de la puce », alors que« écrire » veut dire « positionner les ports àdes niveaux logiques ».Le bus I2C se prête particulièrement bien àl’échange de données entre micromodulesdans l’électronique de divertissement etgrand public. En effet, le nombre relativement

plusieurs lignes de commande, parexemple une ligne d’horloge (parfoisdénommée aussi STROBE ouENABLE) synchronisant tous lestransferts. Dans les bus asyn-chrones, le signal d’horloge est rem-placé par une « poignée de main »(handshake). Dans ce cas, l’émetteur place lesdonnées sur le bus et émet un signal(Strobe) prévenant le récepteur qu’ilpeut interroger les lignes de don-nées. Le récepteur prend en chargeles données dont il confirme laréception en envoyant un signal(Acknowledge). Ce type de trans-mission asynchrone des données estbasé sur une « transaction entrela-cée » (interlocked communication). Cette méthode présente un avan-tage décisif par rapport à la trans-mission synchrone basée sur unsignal d’horloge : l’entrelacement du« dialogue » offre un bon niveau deprotection contre les perturbationsdues au matériel.

Le bus MicrowireEn dépit de leurs performances rela-tivement modestes, les bus syn-chrones basés sur un signal d’hor-loge offrent un nombre de possibili-

tés particulièrement élevé. Il existeun grand nombre de bus synchronesbasés sur un signal d’horloge ; lecahier des charges de chacund’entre eux reflète exactement sondomaine d’utilisation.Considérons l’exemple du bus Micro-wire. Il sert dans la plupart des casau transfert sériel de données dansdes EEPROM de faible capacité (parexemple le composant 93C46 –unemémoire de 64 x 16 bits). Ce bus estutilisé, bien que rarement, dans lesnombreux appareils de l’électroniquegrand public, par exemple dans lesmémoires de programmes des récep-teurs satellite. Son manque total deflexibilité est en effet un grand désa-vantage : le choix de chaque puce deréception (esclave) nécessite uneligne du microcontrôleur, un véri-table gaspillage de matériel. Il fautdonc 10 lignes de commande desélection de la puce (Chip Select)pour communiquer avec 10 pucesMicrowire. Outre les lignes « ChipSelect » et horloge, le bus Microwirecomporte 2 lignes de données (IN etOUT), ce qui le place dans la catégo-rie des bus à 4 fils. C’est pourquoi onle trouve presque exclusivementdans les systèmes « maître unique –esclave unique ». Un champ d’appli-

INFORMATIONS

3311/2003 Elektor

Émetteur/Récepteur

Maître

RécepteurEsclave

Émetteur/Récepteur

Esclave

ÉmetteurMaître

Émetteur/Récepteur

Maître

VCC

SDA

SCL

030148 - 12

Figure 2. Structure physique d’un bus I2C.

S

1 – 7 8 9 1 – 7 8 9 1 – 7 8 9

030148 - 13

P

Conditiond’ARRÊT

Conditionde DÉPART

DONNÉES ACKDONNÉES ACKADRESSE ACKR/W

SDA

SCL

Figure 3. Transmission des données dans le bus I2C.

élevé de participants potentiels au bus per-met de raccorder divers capteurs et action-neurs à profusion.

Le bus 1-WireIl existe aussi un bus « 1-Wire » (dénomméaussi MicroLAN) de Dallas Semiconductordont toutes les transactions s’effectuent parune unique ligne de données. Cette ligne dedonnées fournit même le courant des puces1-Wire. Le « bus à 1 fil » en possède donc enfait 2 (la ligne de données et la masse, bienentendu). Cette forme d’alimentation se nomme aussi« alimentation parasite » (parasitic power). Onn’a rien sans rien : la simplicité du hardwarese paie au niveau du logiciel qui doit assurerla fiabilité de la transmission des informations. L’astuce : la base de temps présente danschaque puce permet de distinguer lessignaux entrants selon leur contenu logique.Pour envoyer un « 1 » logique à la puce, lemaître positionne le niveau de la ligne dedonnées à la masse pendant 15 µs au plus.Un « 0 » logique est représenté par un niveaubas d’au moins 60 µs. Le délai entre les 2 états, qui s’appuie sur une« analyse dans le pire des cas » (worst-casedesign), est suffisamment long pour qued’éventuels décalages temporels (dus à ladispersion des caractéristiques du produit)puissent être tolérés dans la plupart des cas.Le bus 1-Wire est donc un système de buscodé PWM. Les avantages d’un réseau 1-Wire sautentaux yeux : matériel réduit au minimum,baisse des coûts de développement et de pro-duction et possibilité de gérer (théorique-ment) légèrement plus de 2,8◊1014 puces dela même famille. Ce nombre est basé sur les64 bits de l’identification complète de la puce(figure 4) dans la ROM (en l’occurrence, celledu composant DS2401). Le code « famille » est identique pour chaque

puce 1-Wire d’une catégorie. Ajou-tons encore que le composantDS2401 ne contient qu’un identifiantqui peut être lu mais dont la valeurne peut pas être modifiée. On setrouve donc en présence d’une sortede puce d’identification 1-Wire. L’oc-tet de poids fort est un total decontrôle CRC (Cyclic RedundancyCheck) basé sur les 7 octets précé-dents qui permet de déceler uneerreur lors de la transmission del’identification de la puce. Le carac-tère unique de chaque puce résidedonc dans les 48 bits médians – cequi explique que le nombre de pos-sibilités soit 248 = 2,8⋅1014. Cenombre élevé de participants poten-tiels au bus permet de se servir duDS2401 comme d’une sorte denuméro de série électronique, parexemple pour les cartes de circuitsimprimés ou pour d’autres appareilsélectroniques.Cette forme de communication àsens unique ne constitue heureuse-ment pas l’ensemble des possibilitésdu bus 1-Wire. Il existe en effet, outreces puces ne servant que d’identi-fiant, un nombre sans cesse crois-sant de puces 1-Wire les plusdiverses. Le spectre s’étend dessimples EEPROM aux CAN multipleshautes performances, en passant parles horloges en temps réel à comp-teur d’événements aux multiplespossibilités de programmation. Cespuces possèdent aussi 248 numérosde série virtuels dont un seul peutexister à la fois. Cette possibilitédonne, en quelque sorte, un« cachet » particulier au bus 1-Wire,mais les choses n’en restent pas là :les réalisateurs du protocole ontencore implémenté d’autres caracté-ristiques et fonctions inhabituelles.C’est ainsi que le maître du bus peutaussi, par exemple, rechercher defaçon autonome toutes les identifi-cations des puces raccordées au bus(Search ROM) ou envoyer simultané-ment une instruction à toutes lespuces raccordées (Skip ROM). La

puissance que ces fonctions etd’autres caractéristiques mar-quantes confèrent au bus de don-nées 1-Wire est reflétée dans legrand nombre de possibilités d’ap-plication.Le bus 1-Wire est le système idéalpour des appareils toujours plus« intelligents » disposant d’un grandnombre de capteurs et d’action-neurs. Mais plus les esclaves raccor-dés à un bus série sont nombreux etplus celui-ci s’approche de seslimites électriques et télématiques.Le bus 1-Wire permet toutefois de setirer assez élégamment de cettesituation. Il suffit en effet de luiadjoindre un composant coupleur debus spécial (par exemple le DS2409combiné au DS2406) qui le divise enplusieurs branches secondaires pourdiminuer sensiblement sa charge.Parmi les applications MicroLANréussies, citons un contrôle d’accès(public) à système de commandecentralisé. Le grand nombre d’iden-tités disponibles permet de saisir denombreux composants.Le réalisateur du bus 1-Wire a aussidéveloppé une sorte de « comprimé »électronique en métal, le « iButton »,utilisé par exemple dans les sys-tèmes de paiement et le contrôled’accès industriel. Il se distingue parsa résistance extrême aux influencesextérieures (figure 5). L’accès estenregistré électriquement dès qu’unde ces petits circuits intégrés(16 mm de diamètre) est introduitdans un micro-terminal pour vérifi-cation des données. Ils surviventsans peine à des forces de 3 chiffresen Newton, ce qui correspond à unbon coup de pied. Feriez-vous l’essaiavec une carte à puce ?

(030148)

Adresses Internet

Dallas Semiconductor www.dalsemi.com

IButton www.ibutton.com

Maxim Integrated www.maxim-ic.com

INFORMATIONS

34 Elektor 11/2003

CARTOGRAPHIE du DS2401

Code CRC 8 bits Numéro de série 48 bits Code de famille 8 bits (01h)

MSB LSB MSB LSB MSB LSB030148 - 14

Figure 4. Un identifiant de 64 bits vraiment unique.

Figure 5. iButton servant de bague.

MAX740xFiltre passe-bas SC elliptique du 8ème ordreFonctions spéciales analogique

MAX740xFiltre passe-bas SC elliptique du 8ème ordreFonctions spéciales analogiqueINFOCARTE 11/2003 INFOCARTE 11/2003

3511/2003

Elektor

FabricantMaxim Integrated Productshttp://pdfserv.maxim-ic.com/arpdf/MAX7400-MAX7407.pdf

Caractéristiques :– Filtre passe-bas elliptique du 8ème ordre– Faibles valeurs de bruit et de distorsion– Fréquence de coupure ajustable entre 1 Hz et

10 kHz par le biais du signal d’horloge– Rapport horloge:fréquence de coupure : 100:1– Se contente d’une tension d’alimentation asymé-

trique :+5 V (MAX7400 et MAX7403)+3 V (MAX7404 et MAX7407)

– Faible consommation de courant2 mA (en fonctionnement)0,2 µA (en mode shutdown)

– Boîtier plat 8 broches SO et DIP– Offset d’entrée : ±5 mV

Domaines d’application :– Anti-repliement (anti-aliasing) pour CAN– Filtre en aval de CNA– Station de base CT2– Traitement de la parole– Électronique pour coussin de protection (airbag)

Description :Le MAX740x est un filtre passe-bas elliptique du8ème ordre travaillant à l’aide de condensateurscommutés. Il existe des versions travaillant à unetension asymétrique de, selon le cas, +3 et +5 V; laconsommation de courant est de 2 mA. L’utilisateurpeut choisir une fréquence de coupure entre 1 Hzet 10 kHz. Ces caractéristiques destinent leMAX740x aux applications telles que filtre anti-repliement et filtre numérique/analogique de sortieà faible consommation. En mode shutdown, leMAX740x ne consomme que 0,2 µA.Le MAX740x peut être cadencé en interne (par lebiais d’un condensateur externe) ou par l’intermé-

diaire d’un signal externe. La broche OS permet unréglage précis du niveau de l’offset de sortie. LeMAX7400/MAX7404 atteint une réjection de labande de coupure de 82 dB et une pente de 1,5. Siles modèles MAX7403/MAX7407 atteignent uneréjection de la bande de coupure de 60 dB seule-ment, mais leur pente est plus importante, étant de1,2. La relation directe entre la fréquence d’horlogeet la fréquence de coupure simplifie le développe-ment et la conception du filtre. Les MAX740x sontdisponibles en boîtier SO et DIP à 8 broches.

Application typique :Émetteur de mesure, Elektor octobre 2003

Formes de boîtier et brochage

Paramètre çondition Min. Typ. Max. Unité

Gain relaté augain en tension

continue

fIN = 0,371⋅fC -0,20 -0,10 0,20

dB

fIN = 0,587⋅fC -0,20 0,02 0,20

fIN = 0,737⋅fC -0,20 -0,08 0,20

fIN = 0,868⋅fC -0,20 0,06 0,20

fIN = 0,940⋅fC -0,20 -0,03 0,20

fIN = 0,988⋅fC -0,20 0,09 0,25

fIN = 1,000⋅fC -0,20 0,02 0,25

fIN = 1,500⋅fC -82 -75

fIN = 1,601⋅fC -84 -78

fIN = 2,020⋅fC -83 -78

fIN = 4,020⋅fC -85 -78

VDD

IN

CLK

OUT

GND

INPUT

0.1µF

0.1µF

CLOCK

SHDN

OUTPUT

VSUPPLY

COM

OS

MAX7400MAX7403MAX7404MAX7407

-120

-80

-100

-40

-60

0

-20

20

0 1 2 3 4 5

MAX7400/MAX7404 (r = 1.5)FREQUENCY RESPONSE

MAX

7400

/03-

01

INPUT FREQUENCY (kHz)

GAIN

(dB)

fC = 1kHz

-0.08

0

-0.04

0.12

0.08

0.04

0.20

0.16

0.24

0 202 404 606 808 1010

MAX7400/MAX7404 (r = 1.5)PASSBAND FREQUENCY RESPONSE

MAX

7400

/03-

02

INPUT FREQUENCY (Hz)

GAIN

(dB)

fC = 1kHz

-640

-480

-560

-240

-320

-400

-80

-160

0

0 300 600 900 1200 1500

MAX7400/MAX7404 (r = 1.5)PHASE RESPONSE

MAX

7400

/03-

03

INPUT FREQUENCY (Hz)

PHAS

E SH

IFT

(DEG

REES

)

fC = 1kHz

OS

OUTVDD

1

2

8

7

CLK

SHDNIN

GND

COM

SO/DIP

TOP VIEW

3

4

6

5

MAX7400MAX7403MAX7404MAX7407

Caractéristique de filtre du MAX7400/MAX7404

(VDD = +5 V pour MAX7400, VDD = +3 V pour MAX7404 sortie de filtre OUT chargée à 10 kΩ || 50 pF, SHDN = VDD, VCOM = VOS = VDD/2, fCLK = 100 kHz, TA = TMIN à TMAX, valeur typique à +25 °C)

MAX740xFiltre passe-bas SC elliptique du 8ème ordreFonctions spéciales analogique

MAX740xFiltre passe-bas SC elliptique du 8ème ordreFonctions spéciales analogique

36El

ekto

r11

/200

3

INFOCARTE 11/2003 INFOCARTE 11/2003

Valeurs maximalesTension par rapport à la masse VDD (MAX7400/MAX7403) –0,3 à +6 V

VDD (MAX7404/MAX7407) –0,3 à +4 V

IN, OUT, COM, OS., CLK –0,3 à (VDD +0,3 V)

SHDN –0,3 à +6 V

Durée de tenue à un court-circuit 1 s

Puissance dissipée en continu (TA = +70 °C) SO 471 mW

DIP 727 mW

Type Plage de température BoîtierMAX740xCSA 0 à 70 °C SO8MAX740xCPA 0 à 70 ° DIP8MAX740xESA –40 à +85 °C SO8MAX740xEPA –40 à +85 °C DIP8

Type Comportement de filtre Tension de serviceMAX7400 elliptique r = 1,5 +5 VMAX7403 elliptique r = 1,2 +5 VMAX7404 elliptique r = 1,5 +3 VMAX7407 elliptique r = 1,2 +3 V

Broche Nom Fonction

1 COMEntrée commune, mise en interne à la moitié de la tension d’alimentation, condensa-teur externe (0,1 µF) vers la masse requis. La tension de polarisation interne peutêtre fournie de l’extérieur

2 IN Entrée du filtre3 GND Masse4 VDD Alimentation positive (+5 V pour MAX7400/MAX7403, +3 V pour MAX7404/MAX7407)

5 OUT Sortie du filtre

6 OSRéglage de l’offset par tension de polarisation externe; s’il n’est pas nécessaire,connecter cette broche à COM

7 SHDN Entrée de shutdown. Bas = Shutdown, Haut = fonctionnement normal

8 CLKEntrée d’horloge. Pour l’obtention d’un signal d’horloge interne on connecte uncondensateur externe COSC à la masse. L’application d’un signal d’horloge externe sefera directement à CLK, ce signal écrasant l’oscillateur interne.

Paramètre Condition Min. Typ. Max. Unité

Gain relaté augain en tension

continue

fIN = 0,408⋅fC –0,20 –0,11 0,20

dB

fIN = 0,640⋅fC –0,20 0,02 0,20

fIN = 0,784⋅fC –0,20 –0,06 0,20

fIN = 0,902⋅fC –0,20 0,10 0,20

fIN = 0,956⋅fC –0,20 –0,02 0,20

fIN = 0,992⋅fC –0,20 0,14 0,30

fIN = 1,000⋅fC –0,20 0,09 0,30

fIN = 1,200⋅fC –58 –50

fIN = 1,261⋅fC –59 –54

fIN = 1,533⋅fC –60 –54

fIN = 2,875⋅fC –60 –54

-120

-80

-100

-60

0

20

-20

-40

40

0 1 2 3 4 5

MAX7403/MAX7407 (r = 1.2)FREQUENCY RESPONSE

MAX

7400

/03

04

INPUT FREQUENCY (kHz)

GAIN

(dB)

fC = 1kHz

-0.32

-0.16

-0.24

-0.08

0.16

0.24

0.08

0

0.32

0 202 404 606 808 1010

MAX7403/MAX7407 (r = 1.2)PASSBAND FREQUENCY RESPONSE

MAX

7400

/03

05

INPUT FREQUENCY (Hz)

GAIN

(dB)

fC = 1kHz

-640

-480

-560

-400

-160

-80

-240

-320

0

0 240 480 720 960 1200

MAX7403/MAX7407 (r = 1.2)PHASE RESPONSE

MAX

7400

/03

06

INPUT FREQUENCY (Hz)

PHAS

E SH

IFT

(DEG

REES

)

fC = 1kHz

Caractéristique de filtre des MAX7403/MAX7407

(VDD = +5 V pour MAX7403, VDD = +3 V pour MAX7407, sortie de filtre OUT chargée à 10 kΩ || 50 pF, SHDN = VDD, VCOM = VOS = VDD/2, fCLK = 100 kHz, TA = TMIN à TMAX, valeur typique à +25 °C)

LOISIRS

38 Elektor 11/2003

Il est indispensable, si l’on veut obtenir lesperformances maximales d’un moteur pourmodèle réduit, de pouvoir mesurer avec pré-cision son régime. Si l’on dispose d’un tachy-

mètre de bonne qualité, il devientpossible de régler le carburateur au« quart de poil » pour l’obtention dela puissance maximale et de compa-

rer différents moteurs de modèlesidentiques ou proches. Le peaufi-nage d’un tel réglage est une affairede longue haleine vu le nombre deparamètres qu’il intègre, le typed’hélice, les spécificités du carbu-rant, le modèle de bougie, sont tousdes facteurs influant sur le régimemaximal pouvant être atteint.Les applications potentielles de cetachymètre ne se limitent pas à lamesure du régime de moteurs pourmodèles réduits. Il est possible, enprincipe, de doter d’un repère blancm’importe quel axe tournant, pouren mesurer ensuite, à l’aide de cemontage, la vitesse de rotation. Il estpréférable, s’il s’agit d’un axe demétal brillant, de faire un trait depeinture noir mat; nous reviendronsà ce genre de détails lorsque nousaborderons la pratique.

CapteurIl est facile, dans le cas d’un moteurà essence, de mesurer le régime; ilsuffit de mesurer la fréquence desimpulsions arrivant à l’une des bou-gies. Malheureusement, les moteurs

Tachymètrepour modélismeÀ capteur optique

Paul Goossens

Les moteurs à explosion utilisés dans le monde du modélisme requièrentun réglage précis si l’on veut qu’ils soient en mesure de fournir lesmeilleures performances. L’un des facteurs de mesure les plus importantsdans ce cadre est le régime à pleine puissance. Le présent montagepermet de mesurer la vitesse de rotation d’un moteur de ce type si tantest que celui-ci actionne une hélice ou qu’il soit doté d’un repère blanc.

Durée de mesure fixe

Bien. Il nous faut donc commencer par effec-tuer une mesure de fréquence. Il existe2 techniques standard pour ce faire. La pre-mière consiste à compter le nombre d’impul-sions relevées au cours d’une durée bien défi-nie (porte). La fréquence mesurée répondantà la formule :

nombre d’impulsion mesuréesf = –––––––––––––––––––––––––––temps

formule dans laquelle le temps (exprimé ensecondes) reste toujours le même. Si nousadoptons une durée fixe de 1 seconde, la pré-cision de cette mesure est de ±1 Hz. Dansnotre cas, cette fréquence sera à multiplierpar 60 et à diviser par le nombre de palesd’hélice.Dans le cas d’une hélice bipale la précisionpassera à :

±1 Hz x 60 / 2 = ±30 tr/mn.Nous aimerions bien, si possible, une résolu-tion de 1 tr/mn (N.B. : cette résolution n’estpas standard, la plupart des tachymètresfournissent une indication x100, de sorte quela résolution est de 100 tr/mn). Il nous suffi-rait de multiplier par l’intermédiaire 0 ladurée de mesure pour obtenir la résolutionsouhaitée. Cela signifie malheureusementque nous n’aurions dans ce cas que 2 réac-tualisation de l’affichage par minute. Cette

à bougie courants dans le monde dumodélisme ne comportent pas debougie, de sorte que cette techniquede mesure est inutilisable. Il va nousfalloir partant de trouver une autresolution. L’idéal serait de ne pasavoir à monter de composant sup-plémentaire sur l’avion, tout grammeadditionnel ajouté à un modèlevolant en est un de trop.Même de nos jours, la grande majo-rité des modèles réduits possèdentune hélice fixée directement surl’arbre moteur. Dans ces conditions,la vitesse de rotation de l’hélice estégale au régime du moteur. ILdevient possible, en disposant uncapteur optique devant l’hélice detelle manière à ce que, lors dechaque passage d’une pale de l’hé-lice, le capteur soit mis à l’ombre, dedéterminer la fréquence de rotationdes pales (cf. figure 1).Cette méthode requiert cependantune luminosité ambiante suffisante,la différence entre la présence ou nond’une ombre devant être suffisam-ment marquante pour que le capteurpuisse la détecter. Il est cependantpossible, si le niveau de lumièreambiante devait s’avérer insuffisant,de donner un coup de pouce à la

nature. Nous allons disposer à proxi-mité immédiate du capteur, sur l’ins-trument de mesure, une source de« lumière » auxiliaire prenant la formed’une LED IR (infrarouge) qui n’« illu-mine » pas le capteur directementmais émet son rayonnement en direc-tion de l’hélice. Les pales de l’héliceréfléchissent périodiquement endirection du capteur, réflexions qu’ilest possible de mesurer (figure 2).

MesurerLa fréquence du signal fourni par lecapteur est en relation directe avecla vitesse de rotation. Dans le casd’une hélice bipale, le faisceaulumineux sera interrompu 2 fois partour, avec une hélice tripale il yaura 3 interruptions par tour etainsi de suite. Il est ainsi facile,lorsque l’on connaît la fréquence,de dériver le nombre de tours parseconde. Un tachymètre classiqueindique le régime en tours/mn etnon pas en tours/s. Ceci impliqueune multiplication par 60 de lavaleur de la fréquence de l’arbrepour obtenir la valeur en tours/mn(RPM pour Revolutions Per Minutede l’autre côté du Channel).

LOISIRS

3911/2003 Elektor

CAPTEUR T1

SOLEIL

024111 - 12

Figure 1. Le capteur détecte la transition lumière/ombre de la lumière solaireincidente.

Figure 2. La lumière de la LED est dans ce cas-là réfléchie par les pales de l’hélice pour êtremesurée ensuite.

LED D2

CAPTEUR T1

024111 - 13

lenteur est inacceptable raison pour laquellenous ne pouvons pas adopter cette méthode.

Nombre fixe d’impulsionsUne autre approche de mesure consiste àmesurer le temps nécessaire pour compter uncertain nombre d’impulsions. Cette méthodeest exactement l’inverse de la précédente. Lamesure de la fréquence répond alors à la for-mule suivante :

impulsionsf = ––––––––––––––temps mesuré

Cette mesure a sa précision la meilleure auxfréquences faibles et voit son imprécisioncroître aux fréquences plus élevées. La réso-lution de la mesure dépend ici du nombred’impulsions qu’il faut mesurer (nombre fixe),de la résolution de la mesure de temps et dunombre de pales de l’hélice. Si l’on veut

atteindre, sur l’ensemble de la plagede mesure, une précision acceptablecette méthode requiert un nombreimportant d’impulsions, ce qui setraduit par une durée de mesureimportante aux régimes faibles - cequi est à nouveau loin d’être idéal.

Une autre approcheIl nous faut malheureusement tirer,des 2 paragraphes précédents, laconclusion que les 2 techniques demesure évoquées ne nous convien-nent pas et que, partant, il nous fau-dra trouver autre chose. En défini-tive, nous avons opté pour uneméthode de mesure combinant les2 techniques en question sans enavoir les inconvénients.La mesure débute à la détection de

la première impulsion du capteur. Oncompte ensuite, pendant 1 seconde,le nombre d’impulsions. Une foiscette seconde écoulée, nous atten-dons la détection d’une nouvelleimpulsion. La fréquence répond alorsà la formule suivante :

nombre d’impulsions prises en comptef = ––––––––––––––––––––temps mesuré

L’examen de cette formule nousapprend que les 2 variables sont desvaleurs mesurées, de sorte que l’oncombine les avantages des2 méthodes précédentes.

Le circuitL’électronique de la figure 3 se sub-divise en 3 modules : le bloc du cap-

LOISIRS

40 Elektor 11/2003

BPW40

T1

R1

39

0Ω

BC547B

T3

R2

1k

R3

1k

C1

220u

R4

5k6

R5

10k

R6

1k

R7

1k

5

100n

C2

BC557B

T2

IC1.B6

5

7

R8

22

k

R9

1k

100n

C3

R10

10

k

R11

1k

BC547

T4

R12

1k

12MHz

X1

C4

22p

C5

22p

R13680Ω

100n

C6

100n

C7

100n

C12

100n

C13

IC9

7805

D2

R53

1k

S1

100n

C14C15

10u

R54

1k

S2 S3

+9V

0V

IC1

8

4

16V

+5V

D1

1V4

89C2051

P3.2

P3.3

P1.0

P1.1

P3.0

P3.1

P3.4

P3.5

IC2

P1.2

P1.3

P1.4

P1.5

P1.6

P1.7

P3.7

RST

X1 X2

20

10

12

13

14

15

16

17

18

19

11

5 4

2

3

1

6

7

8

9

+5V

K1

+5V

1 21

IC5.A

3 41

IC5.B

5 61

IC5.C

9 81

IC5.D

11 101

IC5.E

13 121

IC5.F

74HCT4094

IC3

SRG8

EN3

C1/

15

11

12

13

14

C2

1D 2D

10

3

2

1

7

6

5

43

9

74HCT4094

IC4

SRG8

EN3

C1/

15

11

12

13

14

C2

1D 2D

10

3

2

1

7

6

5

43

9

74HCT4094

IC8

SRG8

EN3

C1/

15

11

12

13

14

C2

1D 2D

10

3

2

1

7

6

5

43

9

74HCT4094

IC7

SRG8

EN3

C1/

15

11

12

13

14

C2

1D 2D

10

3

2

1

7

6

5

43

9

74HCT4094

IC6

SRG8

EN3

C1/

15

11

12

13

14

C2

1D 2D

10

3

2

1

7

6

5

43

9

HD1133-OLD1

10

CC CCdp

7 a6

b4

c2

d1

e9

f

g

3 8

5

HD1133-OLD2

10

CC CCdp

7 a6

b4

c2

d1

e9

f

g

3 8

5

HD1133-OLD3

10

CC CCdp

7 a6

b4

c2

d1

e9

f

g

3 8

5

HD1133-OLD4

10

CC CCdp

7 a6

b4

c2

d1

e9

f

g

3 8

5

HD1133-OLD5

10

CC CCdp

7 a6

b4

c2

d1

e9

f

g

3 8

5

+5V

IC5

14

7

+5V

IC3

16

8 100n

C8

IC4

16

8 100n

C9

IC6

16

8 100n

C10

IC7

16

8 100n

C11

IC8

16

8

+5V +5V

R14680Ω

R15680Ω

R16680Ω

R17680Ω

R18680Ω

R19680Ω

R20680Ω

R21680Ω

R22680Ω

R23680Ω

R24680Ω

R25680Ω

R26680Ω

R27680Ω

R28680Ω

R29680Ω

R30680Ω

R31680Ω

R32680Ω

R33680Ω

R34680Ω

R35680Ω

R36680Ω

R37680Ω

R38680Ω

R39680Ω

R40680Ω

R41680Ω

R42680Ω

R43680Ω

R44680Ω

R45680Ω

R46680Ω

R47680Ω

R48680Ω

R49680Ω

R50680Ω

R51680Ω

R52680Ω

024111 - 11

IC1 = TLC272IC5 = 74HC04

2

3

1IC1.A

I R

Figure 3. L’électronique se subdivise en 3 parties : la partie centrée sur le capteur, le contrôleur et l’affichage.

interne, la forme d’une paire de diodes zenermontées en série. Ceci a pour conséquenced’inverser le brochage par rapport à ce à quoion pourrait s’attendre : de ce fait, l’anneau dela diode correspond ici à l’anode.Le phototransistor T1, un BPW40, ressemblefort à une LED : la patte la plus longue estcelle du collecteur.Il est temps maintenant de monter les affi-cheurs. Si vous avez respecté la séquenced’implantation prévue, tous les points deconnexion sont restés accessibles de sortequ’il n’y a aucun problème pour les souder. Ilnous reste, pour finir, à parler de D1 et R4.Repliez leurs connexions au bon endroit etcoupez ensuite leurs pattes de manière à ceque les dits composants soient parfaitementen place sur la platine. Si les pattes sont res-tées trop longues, elles touchent les affi-cheurs et ne peuvent partant pas être sou-dées bien droites sur le circuit imprimé. Anoter que la soudure de D1 et R4 devra sefaire par le haut vu que le dessous de la pla-tine est bloqué par les affichages. Cela nedevrait pas constituer de problème vu que laplatine est dotée de trous de métallisation.Nous vous laissons le choix du boîtier. Lesdimensions de la platine ont été prévues pourun boîtier du type EG1530B (Bopla), mais estsans aucun doute possible de trouverd’autres modèles de boîtiers convenables.

Mode d’emploi et testAprès en avoir fini avec la réalisation et avoirpris le temps de vérifier avec soin le travail ilsera temps de passer au test du montage.Après application de la tension d’alimenta-tion tous les afficheurs devraient afficher un« – ».Si vous orientez ensuite le capteur en direc-tion d’une ampoule à incandescence l’affi-chage devrait afficher, après un peu plusd’une seconde, une valeur de 3000 (tr/mn).Rassurez-vous cela est parfaitement normalvu que l’ampoule qui est reliée à une tensionalternative de 50 Hz « clignote » à une fré-quence de 100 Hz et que lors de sa mise soustension l’appareil se trouve en mode standardsoit pour une hélice bipale. Vu la formule :régime = fréquence x 60 / nombre de palesune fréquence de 100 Hz et une hélice bipalese traduisent par :

régime = 100 Hz x 60 / 2 = 3 000 tr/mn.Une action sur le bouton identifié par un « + »permet d’incrémenter le nombre de pales.Une action sur le bouton « – » a bien évidem-ment l’effet inverse. Une fois par seconde, leprocesseur interroge l’état des boutons-pous-soirs ce qui peut expliquer que le circuit neréagisse pas immédiatement après votreaction sur l’un des boutons. Si vous mainte-

teur, le contrôleur et le dispositif d’af-fichage. Le module du capteur cen-tré sur IC1 utilise un BPW40 commedétecteur photosensible. Il s’agit enfait d’une sorte de transistor ne com-portant pas de contact de base etdont le coeur est exposé à la lumièreextérieure. Plus il tombe de lumièresur la puce, plus la conduction dutransistor devient importante.IC1.A essaie de maintenir à quelque1,4 V la tension présente sur labroche 3. Si la tension en questiondépasse sensiblement cette valeur,la tension en sortie augmentera elleaussi et avec elle la tension sur labase de T2. Ceci a pour conséquencede faire diminuer le courant traver-sant T1 et de faire chuter, au traversdu tampon T3, la tension sur labroche 3.R4, C1 et R3 constituent un filtrepasse-bas, ce qui ralentit quelquepeu le processus de régulation. Decette façon, la valeur moyenne de latension présente sur la broche 3 estrégulée à 1,4 V, mais les impulsionsrapides (la pale d’hélice projettebrusquement une ombre sur le cap-teur) ne sont pas éliminées. IC1.B estmonté en comparateur; il convertitces impulsions en un niveau logiquedestiné au processeur.IC2 est une vieille connaissance, ils’agit en effet d’un 89C2051. Vu lenombre de montages décrits dansElektor dans lesquels il a trouvéplace, il ne nous semble pas néces-saire de vous le présenter plus endétail. Le programme simple dont ilest doté se charge de la mesure desimpulsions, de la commande de l’af-fichage et des réactions aux actionssur les boutons-poussoirs S2 et S3.Comme ce microcontrôleurembarque de la mémoire Flash, iln’est pas nécessaire de prévoird’EPROM externe, de décodeurd’adresse ou de fonctions logiquesadditionnelles. Ceci permet de réali-ser un montage très compact. IC2existe tout programmé (EPS024111-41) mais il est également possible deprogrammer le microcontrôleur quel’on possède à partir du fichier pré-sent sur la disquette EPS024111-11;ces 2 progiciels étant disponiblesauprès des adresses habituelles.IC5 fait office de tampon pour lessignaux du contrôleur. Ces signauxsont utilisés pour la commande desregistres à décalage sériels IC3, IC4

et IC6 à IC8. Les sorties de cesregistres à décalage attaquent à leurtour les afficheurs LD1 à LD5.Les afficheurs que nous avons utili-sés sont des HD1133 O-K de Agilent,(ex-Hewlett-Packard). Ce type d’affi-cheur est suffisamment lumineux àun courant relativement faible. Il n’ya bien entendu pas d’objection à uti-liser un autre type d’afficheur àcathode commune si tant est queson brochage soit compatible, maisil se peut dans ce cas-là qu’il soitnécessaire d’adapter la valeur desrésistances R13 à R52 pour obtenirune luminosité suffisante des affi-cheurs. S1, D2 et R53 serventd’« éclairage auxiliaire » au cas ou leniveau de la lumière ambiante devaitêtre trop faible, aspect que nousavons évoqué plus haut.L’alimentation de ce montage est lasimplicité même : une pile de 9 Vfournit la tension de base, un régu-lateur intégré du type 7805, IC9, enfait la tension régulée de 5 V néces-saire au microcontrôleur.

La réalisationNous avons, pour ce montage, des-siné une platine double face dont lafigure 4 reproduit les 2 faces (séri-graphie et côté « pistes »). La réali-sation de cette platine n’a rien debien compliqué à condition de s’yprendre dans le bon ordre. Nousallons commencer par la mise enplace des composants sur le dessusde la platine (la totalité d’entre euxexception faite des afficheurs, de ladiode D1 et de la résistance R4). Auniveau de IC1, le support prendra laforme de 2 barrettes SIL à 4 contactsà la place d’un support 8 contactsclassique vu que sinon il devientimpossible d’accéder à certains despoints de soudure des afficheurs ! T1et D4 doivent être repliés à 90 ° versl’avant par rapport à la platine demanière à ce que, une fois la platinemontée dans le boîtier, ils débordentvers l’avant.Raccourcir au maximum les pattesdes composants C2, R6 et R11 demême que les connexions des sup-ports SIL destinés à IC1 pour éviterqu’ils ne constituent une gêne plustard, lors du montage des afficheurs.En ce qui concerne D1, il faut êtreconscient qu’une diode zener de14 V prend inévitablement, en

LOISIRS

4111/2003 Elektor

nez quelque peu la pression, le paramétragesera incrémenté ou décrémenté au rythmed’un pas par seconde.Lors de chaque changement du nombre depales par le contrôleur, l’affichage visualisera

LOISIRS

42 Elektor 11/2003

C1

C2

C3

C4C5 C6

C7 C8 C9C10C11

C12C13

C14

C15

D1

HO

EK

1

HOEK2

HO

EK

3

HOEK4

IC1

IC2

IC3

IC4

IC5

IC6

IC7

IC8

IC9

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7 R8 R9R10

R11

R12

R13

R14

R15

R16

R17

R18

R19

R20

R21

R22

R23

R24

R25

R26

R27

R28

R29

R30

R31

R32

R33

R34

R35

R36

R37

R38

R39

R40

R41

R42

R43

R44

R45

R46

R47

R48

R49

R50

R51

R52

R53

R54

T1

T2

T3

T4X1

K10V +9V

024111-1

S2

S3

S1D2

LD1 LD2 LD3 LD4 LD5

(C) ELEKTOR024111-1

Figure 4. Nous avons dessiné une platine double face à trous métallisés pour le tachymètre. L’implantation des composants est très « lâche ».

un (– – X – – ), affichage dans lequelle X représente, vous vous en seriezdouté, le nombre de pales paramétré.Si le test s’est bien passé jusqu’àprésent, il est temps de mettre le

tachymètre à l’épreuve d’un vraimodèle réduit. Commencez par para-métrer le nombre de pales demanière à ce qu’il corresponde àcelui l’hélice du dit modèle réduit.Démarrez le moteur de l’avioncomme vous le faites d’habitude (entoute sécurité osons-nous l’espérer !)et confiez l’aéronef à une autre per-sonne pour qu’elle le tienne. Dispo-sez le capteur du montage à proxi-mité de l’hélice de manière à ce queles pales produisent une ombre auniveau du capteur lors de chaquetour d’axe. Faites bien attention à ceque le montage ne puisse pas entreren contact avec l’hélice en rotation.

Attention à ne pas prendre derisque, on peut en effet se trouverconfronté à des situations dange-reuses, veillez à ce que le montagene puisse pas entrer en contactavec l’hélice en cours de rotation ;il ne faut pas sous-estimer la puis-sance d’une hélice même de petitesdimensions !

On aura alors de l’ordre d’une mesureFigure 5. Voici à quoi devrait ressembler le dessus de votre platine si vous avez respecté le« feuille de route » de la réalisation.

Autres utilisations

Il n’y aucune raison de limiter l’utilisation dutachymètre à la seule mesure de la vitesse derotation d’hélices. Il est utilisable, en principe,pour toute autre mesure où il faut déterminerla fréquence de clignotement de la lumière, àcondition cependant que la différence entrelumière et ombre soit suffisamment percep-tible. L’affichage donnera alors un régime,information à partir de laquelle vous pourrezcalculer une fréquence. Il est préférable, pourfaciliter cette conversion, de paramétrer lemontage pour une hélice à 6 pales, de sorteque l’affichage donnera une valeur égale à10 fois la fréquence réelle (dans le cas denotre ampoule à incandescence dont la fré-quence était de 100 Hz, nous lirons ainsi 1000sur l’affichage).Il est possible ainsi, par exemple, de mesurerla fréquence d’image du moniteur de votreordinateur. Il faudra, si l’on veut obtenir lemeilleur contraste possible entre lumière etombre, que le moniteur produise, de préfé-rence, une image de couleur blanche. Si letachymètre n’affiche pas de valeur cohérente,augmentez le réglage de luminosité du moni-teur jusqu’à ce que cela soit le cas.

(024111)

par seconde et l’affichage visualiserale régime de rotation exact dumoteur. Si cela ne devait pas être lecas, vous avez la possibilité demettre la LED IR en circuit, par actionsur le bouton-poussoir S1. Cette LED

émet de la lumière IR, rayonnementinvisible à nos yeux mais auquel lecapteur réagit bien, lui. Il est possibleainsi de procéder à une mesuremême dans des conditions delumière ambiante minimales.

LOISIRS

4311/2003 Elektor

Liste des composants

Résistances :R1 = 390 ΩR2,R3,R6,R9,R11,R12,R53,R54 = 1 kΩR4 = 5kΩ6R5,R10 = 10 kΩR7 = 1kΩ5R8 = 22 kΩR13 à R52 = 680 Ω

Condensateurs :C1 = 220 µF/16 V radialC2,C3,C6 à C14 = 100 nFC4,C5 = 22 pFC15 = 10 µF/16 V radial

Semi-conducteurs :D1 = diode zener 1V4/500 mWD2 = LED IR (telle que, par exemple,

LD271)

IC1 = TLC272CPIC2 = 89C2051-12PC (programmé

EPS024111-41)IC3,IC4,IC6 à IC8 = 74HCT4094IC5 = 74HC04IC9 = 7805T1 = BPW40T2 = BC557T3,T4 = BC547

Divers :K1 = connecteur à pression pour pile

9 VLD1 à LD5 = afficheur HD1133 O-K

(Hewlett-Packard)S1 à S3 = bouton-poussoir unipolaire

à contact travailX1 = quartz 12 MHzboîtier tel que, par exemple, EG1530B

(Bopla)

Figure 6. Les 5 afficheurs prennent place sur le dessous de laplatine.

AUDIO&VIDÉO

44 Elektor 11/2003

Les esprits s’échauffent facilement à l’évoca-tion des raisons pour lesquelles un amplifica-teur à tubes produit une sonorité plusagréable que son homologue moderne àsemi-conducteurs. Il y a effectivementmatière à se convaincre qu’un étage à tubedoit sonner différemment. D’abord, la parti-cularité de la courbe caractéristique Ia/Ug dutube, dont on connaît la légère courbure qui

occasionne une augmentation de ladistorsion à l’approche de l’ampli-tude maximale, particulièrementlorsqu’il travaille sans rétroaction.Un amplificateur à semi-conduc-teurs, aujourd’hui, fonctionnepresque toujours sous une rétroac-tion poussée, de manière à mainte-nir aussi bas que possible le taux de

distorsion. Cependant, l’oreillehumaine elle-même n’est pas linéaireaux niveaux élevés et elle interprètecette distorsion « naturelle » du tubecomme l’effet d’une plus grandepuissance. À cela s’ajoute le fait quetoute surcharge d’un étage de puis-sance à transistors cause immédia-tement une intense distorsion, tan-dis que l’amplificateur de sortie àtube n’entre que progressivement ensaturation.Un autre facteur déterminant, c’estla résistance dynamique extrême-ment élevée du tube. Le reproduc-teur sonore qui y est connecté n’enest que peu amorti, alors que larésistance interne particulièrementbasse à la sortie d’un amplificateurà semi-conducteurs amortit sévère-ment toutes les résonances propresdu haut-parleur ou de l’écouteur.Voilà qui assure évidemment unecourbe de réponse en fréquence trèsplate, mais aux dépens du caractèrepropre de transducteur. C’est unedes raisons qui conduisent à consi-dérer la sonorité des anciens appa-reils à tubes comme spécialementagréable. Mais du même coup, appa-raît la difficulté inhérente aux ampli-ficateurs à tubes, l’adaptation à l’im-pédance très basse des systèmes de

Amplificateur pour casque stéréoAvec EL84 sous 40 V d’anode

Burkhard Kainka

La chaleur de son tant célébrée des amplificateurs à tubes, on ne la trouvepas uniquement sur les étages de puissance, un amplificateur pour casquevous la procurera aussi. L’originalité de ce projet-ci, c’est qu’il se satisfaitd’une tension anodique anodine, de l’ordre de 40 V.

mis en série, on dispose ainsi de 12 V alter-natifs de manière à se constituer à peu defrais une tension d’anode d’une quarantainede volts, à l’aide d’un montage capable detripler la tension.

Amplificateur avec ou sanscontre-réactionLe circuit d’amplificateur de la figure 2 cor-respond au montage classique d’un étagefinal en classe A pour sortir sur un haut-par-leur. Toutefois, le courant d’anode n’est pasappliqué au transformateur de sortie, ques-tion de ne pas induire de magnétisation parle courant continu et donc d’éviter la distor-sion qui en résulterait. Le signal BF atteint lagrille 1 du tube par le potentiomètre devolume. Les résistances de 1 kΩ en sérieconstituent une sécurité contre les oscilla-tions HF. La grille-écran (grille 2) se situe aupotentiel de l’alimentation, tandis que lagrille suppresseuse (grille 3) est pontée à lacathode. C’est par l’intermédiaire d’uncondensateur électrolytique et un transfor-mateur BF que l’on prélève le signal de sortiesur l’anode. Si vous disposez d’un casque àhaute impédance, vous pourrez le recueillirpar un simple condensateur de couplage.

reproduction exige généralement lerecours à un transformateur.Caractéristique notable de notreamplificateur pour casque, la miseen fonctionnement du tube sous unetension d’anode basse et donc inof-fensive, une particularité qui vous adéjà été révélée dans le magazineElektor d’octobre 2003. La sensibilitéde l’entrée de ligne s’élève à 1 VCCet la puissance de sortie se révèlelargement suffisante.

Changement de décorpour une EL84Pourquoi aller chercher précisémentune EL84, celle que l’on utilisaitdans les radios à lampes pour déli-vrer 5 W en finale ? Peut-on vraimentla faire travailler sous 40 V, alors queles feuillets de caractéristiquesrecommandent une tension de ser-vice de 250 V ? Pas de souci ! Elle nefera de mal à personne et suffira fortbien à la tâche. On obtient évidem-ment une pente et un courantd’anode (environ 5 mA) plus faibles,mais le tube n’en souffre pas. La dis-sipation de puissance à l’anode faitencore 200 mW, plus qu’il n’en fautpour un casque d’écoute.Une EL84 ne coûte pas cher et on latrouve aisément, du fait qu’elle resteen production au profit des très nom-breux amplificateurs de haute-fidé-lité et de puissance moyenne enusage. On aurait aussi bien pu faireappel à une EL34 ou une EL504,mais ces lampes coûtent plus cherou sont relativement plus rares.Autre avantage de la EL84, la sim-plicité de construction de l’alimen-tation, elle ne réclame que du 6,3 Vsous 0,7 A pour le filament, soit

quelque 4,5 W de puissance dechauffage. Un transformateur mouléde 2 x 6 V et d’une dizaine de wattsy pourvoit sans difficulté. Théori-quement, on pourrait brancher ensérie les deux filaments sur untransformateur de 12 V, mais il estpréférable de séparer les deux ten-sions de chauffage, selon une dispo-sition telle que la figure 1 l’indique,avec deux secondaires distincts. Lesdeux secondaires sont cependant

AUDIO&VIDÉO

4511/2003 Elektor

2x 6V

TR1

10VA

63mA T

F1

K3

f2

f1

f1/f2

K1

D1

D3C2

220µ35V

D2

1N4004

C1

220µ35V

R2

8k2

D4

C3

470µ63V

C4

470µ63V

R1

470Ω

3x

K2

+40V

+40V

030064 - 12

230V

Figure 1. Une alimentation secteur simple.

V1

4 5

3

9

7

2EL84

K1

TR1

R2

10

0Ω

R1

1k

C3

100µ 10V

JP1

C410µ

63VR4

22

0k

100k

V2

54

3

9

7

2EL84

TR2

R6

10

0Ω

R5

1k

C5

100µ 10V

JP2

C610µ

63VR8

22

0k

100k

K2

C7

100µ63V

f2f1

f1/f2

L R

COM

L R

L R

600Ω

32Ω

030064 - 11

+40V

P1.A P1.B

C1

100n

C2

100n

R3

1k

R7

1k

L1

330mH

L2

330mH

JP3 JP4

Figure 2. L’amplificateur avec rétroaction commutable.

Comparée à la triode, la pentode présenteune résistance interne dynamique nettementplus grande. C’est un facteur déterminantdans le choix des composants et autorisel’emploi d’un transformateur secteur, meilleurmarché, comme transformateur de sortie.La chute de tension aux bornes de la résis-tance de cathode assure la polarisation néga-tive de la grille par rapport à la cathode. Savaleur détermine le point de fonctionnementdu tube.Une résistance de 100 Ω amène la grille à–0,5 V et provoque un courant anodique de5 mA. En même temps, la résistance decathode entraîne une certaine rétroaction,laquelle réduit la distorsion typique du tube,sans cependant diminuer la résistanceinterne de l’amplificateur.Mais ce montage-ci permet aussi de suppri-mer la rétroaction en installant les cavaliersJP1 et JP2 qui mettent en service des élec-trolytiques de 100 µF en parallèle sur lesrésistances. Ils influenceront la sonorité et lapuissance de sortie de l’amplificateur.Que ce soit avec 40 V ou 250 V de tensiond’anode, les caractéristiques sont très sem-blables, elles présentent une légère courbureresponsables du son particulièrement appré-cié obtenu avec les tubes. Si l’on décide derenoncer à rectifier la caractéristique par larétroaction, inévitablement, il se manifesteradans le signal audio une certaine distorsion,constituée d’harmoniques et de produits demélange, principalement des multiplesimpairs de la fréquence de base, que l’oreillehumaine considère comme agréables.Comme l’audition n’est plus très linéaire auxniveaux sonores intenses, on apprécie davan-tage d’assister à un concert à des niveaux del’ordre de 100 dB(A) plutôt que d’écouter chezsoi un enregistrement. L’amplificateur à tubesvous procure le même effet, mais même àplus basse puissance, le son paraît plusconsistant.Au repos, avec Ug = –0,5 V, il n’y a pas encorede courant de grille. Avec une attaque attei-gnant 0 V, il se produit, lors des pointes posi-tives, un courant de grille jusqu’à 20 µA quicircule par la résistance de fuite de grille, lepotentiomètre de volume de 100 kΩ. On uti-lise d’habitude dans les amplificateurs depuissance à plus haute tension d’anode unevaleur de 100 kΩ à 1 MΩ. Mais avec une ten-sion anodique réduite, cette valeur devientcritique. Une trop forte résistance de fuiteprovoquerait, en cas de courant de grille, unebaisse de la tension de grille. À l’inverse, larésistance d’entrée de l’amplificateur ne peutdescendre trop bas, de manière à rester com-patible avec la sortie de ligne du matériel Hi-Fi normal. Le potentiomètre de 100 kΩ consti-tue donc un compromis acceptable.

L’embarras du choix d’un transformateur

Point crucial pour mener à bien leprojet, trouver un transformateuradéquat. Si vous cherchez le modèleBF exactement adapté à ce montage,il faudra le faire bobiner spéciale-ment, bonjour le facture ! C’est pour-quoi nous avons préféré nousrabattre sur un transformateur sec-teur du commerce. Mais pour que lerésultat soit à la hauteur des espé-rances, il faudra en dénicher unconvenable. Un transformateur sec-teur ne se limite pas au 50 Hz, il fautconsidérer la section du noyau, l’in-ductance et la résistance en continudes bobinages.

InductanceL’impédance de sortie du tube sechiffre à Ra=Ua/Ia. D’après la fichede caractéristiques, il faudrait le fairetravailler sous 250 V et 48 mA,auquel cas la résistance de sortieavoisinerait les 5 kΩ. La fiche decaractéristiques précise même entre5,2 et 4,5 kΩ. Sous 40 V et 5 mA, onarrive à 8 kΩ. Mais cette valeur pour-rait se situer plus haut ou plus bas.Une résistance de sortie plus petiteréduit la tension alternative à pleineamplitude du courant anodique.Comme la tension d’anode ne peutplus s’annuler, la distorsion estmoindre.

Prenons un transformateur dont lerapport des nombres de spires seraitde 230 / 18 = 12,8 à 1. Le rapport detransformation d’impédance seraitalors en première approximation de(12,8)2 / 1 = 164 à 1. Cela signifieque l’impédance d’un casque de32 Ω serait perçue au primairecomme une résistance de sortie de5 240 Ω. Un transformateur quidélivre 18 V semble donc convenir.C’est vrai si le transformateur estinséré directement dans le circuitd’anode. Mais en réalité, la résis-tance d’anode de 1 kΩ réduit l’impé-dance du montage, ce qui fait qu’ilest préférable de choisir un rapportde transformation plus petit pourassurer un couplage optimal. Lesbobines additionnelles L1 et L2rehaussent l’impédance aux fré-quences plus élevées, ce qui, avec letransformateur choisi, produit unecourbe de réponse plus équilibrée.Mais avec un casque à haute impé-dance, il faut les court-circuiter parles cavaliers JP3 et JP4.

Dimension du noyauÀ la recherche du transformateuradéquat, on se rappellera qu’unpetit noyau conduit à une plusgrande inductance et donc favorisele transfert des fréquences les plusbasses. Mais dans un petit transfor-mateur, on bobine du fil plus fin etla résistance de perte augmente.

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46 Elektor 11/2003

du spectre à reproduire.

Résistance en continuD’importance aussi, il y a la résistance encontinu des bobinages et le bon rapport detransformation. Pour les petits transforma-teurs, le fabricant donne souvent le rapportde transformation à vide. Un transformateurd’une tension nominale de 10 V au secon-daire, par exemple, fournira 13 V à vide, doncle rapport entre tension à vide et en chargesera de 1,3. Il faut en tenir compte pour cal-culer le rapport effectif des nombres despires.Un choix conseillé, c’est un transformateurbobiné sur un noyau EI 42 et d’une puissancenominale de 5 VA. Le fabricant Gerth en pro-pose un modèle convenable dans la série4 200 (disponible par exemple chez Reicheltsous la référence 421.18-1) Il n’est pas tropgros et pour 3 euros environ, il assure aussiune bonne qualité sonore, même avec uncasque de 32 Ω.

Haute ou basse impédance ?Un spectre de fréquence de 30 Hz jusqu’à20 kHz sur un casque d’écoute, ce n’est pasmal, surtout si l’on songe qu’il a été obtenugrâce à un transformateur secteur bon mar-ché ! L’autre solution consistait en une fabri-cation spéciale, d’un coût rédhibitoire, d’un

Quelle grandeur choisir pour assu-rer une bande passante conve-nable ? Le second critère concernel’inductance de perte du transfor-

mateur. Celle-ci va pratiquement depaire avec la résistance du primaireet forme un filtre passe-bas quirisque de malmener la partie haute

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4711/2003 Elektor

Figure 3. Le tracé de la platine et sa partie 32 Ω séparable.

030064-1

(C) ELEKTOR

C1 C2

C3

C4

C5

C6

C7

H1 H2

H3H4

H5 H6

IN1IN2

JP1

JP2

JP3

JP4

K1

K2

L1 L2

OUT1

OUT2

P1R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

TR1 TR2

V1 V2

X

600 Ohm

RL

T T

TL R

+40V

0

f1f2

030064-1

32 Ohm L RCOM

f1/f

2

03

00

64

-1(C

) ELE

KTO

R

Liste des composants

Résistances :R1,R3,R5,R7 = 1 kΩR2,R6 = 100 ΩR4,R8 = 220 kΩP1 = potentiomètre 100 kΩ log. stéréo

Condensateurs :C1,C2 = 100 nFC3,C5 = 100 µF/10 V verticalC4,C6 = 10 µF/63 V verticalC7 = 100 µF/63 V vertical

Selfs :L1,L2 = 330 mH 10RBH 239LY334K (Toko)

Divers :JP1 à JP4 = embase autosécable mâle à

2 contacts + cavalier K1 = bornier encartable à 3 contacts au pas

de 5 mm (RM5)K2 = bornier encartable à 2 contacts au pas

de 5 mm (RM5)B1,B2 = EL84 avec support (diamètre

18 mm)TR1,TR2 = transfo secteur 18 V/4VA8 tel

que, par exemple, (Gerth 421.18)

transformateur à enroulements à couchesalternées, comportant les nombres de spiresvoulus, le tout dans l’espoir d’atteindre unmeilleur rapport entre l’inductance à vide etcelle de pertes. En fait, les transformateursBF pour les amplificateurs professionnels àtubes sont gros et chers.Il est toujours possible d’expérimenter avecd’autres modèles de transformateurs, àbrancher à la sortie 600 Ω. Par exemple,nous avons essayé avec succès un transfor-mateur BF pour ligne à 100 V (Conrad RFA516 104-77), doté de prises intermédiaires au

primaire comme au secondaire, cequi permet de rechercher lameilleure adaptation.Malgré tous nos efforts pour trouverle transformateur adéquat pour uncasque de 32 Ω, si le son fourni estagréable et chaud, la courbe deréponse n’est pas aussi ultra linéairequ’en sortie d’un amplificateur« sans fer ». Mais cette faiblesse nese manifeste pas avec un casque àhaute impédance et un condensa-teur de couplage. En pratique, tous

les problèmes de transformateur serésolvent dans l’air.N’oubliez de comparer la sonoritéobtenue avec et sans condensateurde découplage à la cathode, pourévaluer la différence entre le son pluscaractéristique du tube et la distor-sion faible. Un peu de rétroaction nefait aucun tort, surtout pour appré-cier la transparence en musiqueclassique, en revanche, le rock s’ac-commode fort bien de la distorsiontypique du tube.

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48 Elektor 11/2003

CourbescaractéristiquesComment se comporte untube soumis à une tensiond’anode aussi petite que 40 V,c’est ce que vous révèle lacaractéristique de la figure A.Comparée à celle que donne lefabricant (figure B) onremarque une allure similaire,sauf lors de forts courants. Onpeut donc s’attendre à obteniren miniature ce qui se passedans une radio équipée d’uneEL84 en finale, seule la puis-sance de sortie est réduite. Parailleurs, pour 40 V, il faut unepolarisation de grille plus petiteaussi.La confrontation des deuxcourbes fait voir un décalagevers des courants anodiquesplus petits et une moindrepolarisation de grille lorsque latension d’anode est réduite. Lepoint de fonctionnement idéalse situe à Ug1 = –0,5 V et Ia =5 mA. Pour un plein débatte-ment, avec une tension BF de1 VCC, le tube est attaquéentre –1 V et 0 V, ce quientraîne un courant d’anodequi se déplace dans l’intervallede 3 à 8 mA.Lorsque la commande atteint,voire dépasse, le 0 V, le courantde grille n’est plus négligeable.C’est pourquoi il faut aussiconsidérer la courbe du cou-rant de grille à la figure C, qui,du reste, dépend également dela tension d’anode appliquée.Une tension d’anode supé-rieure diminue le courant degrille, du fait que les électronslibres sont attirés plus efficace-ment par l’anode, peu d’entreeux peuvent encore se faireintercepter par la grille.

14

12

10

8

6

4

2

00

Ug [V]

Ia[mA]

- 0,5 0,5 1

030064 - 16

- 1- 1,5- 2- 2,5- 3

Ug1 [V]

Ig2

Ia[mA]

0

Ug2= 250V

210V

Ia

Ug2

= 2

50V

210

V

- 5- 10- 15- 20- 25

030064 - 17

140

120

100

80

60

40

20

0

Ig2

IaUa = 250V

300

250

200

150

100

50

00,2

Ug [V]

Ig[µA]

0 0,4 0,6 0,8 1

030064 - 19

- 0,2- 0,4- 0,6- 0,8- 1

Figure A. Caractéristique de la EL84 pour Ua = Ug2 = 40 V.

Figure B. Caractéristique pour 250 V.

Figure C. Courant de grille jusqu’à Ug = +1 V.

(C) ELEKTOR

030064-2

C1

C2

C3

C4

D1

D2

D3

D4

F1

H1

H2

H3

H4

K1

K2

K3

R1

R2

TR1

~~

f1/f2f2 f1

0

+40V

63m

AT

03

00

64

-2

(C) E

LEK

TOR

03

00

64

-2

Figure 4. La platine d’alimentation secteur.

Installation des composantsLa platine de la figure 3 comporteune partie à 32 Ω amovible. Le gar-nissage du circuit imprimé n’appelleque peu de commentaires. Il necompte que deux ponts de câblage(près de R4 et à côté de R6). Si vousne trouvez pas les bobines Toko,vous pouvez en acheter desmodèles d’autres fabricants. Envoici une liste.

Neosid BS75 (art. 00612436, 100 mH,480 Ω, Imax = 5 mA, radiale)

Fastron XHBCC (art. XHBC-104J-01, 100mH, 245 Ω, Isat = 60 mA, axiale)

Epcos B82144-A (art. B82144-A2107-J,100 mH, 420 Ω, Ir = 20 mA axial)

Comme les selfs de plus de 100 mHsont rares, vous pouvez aussi enbrancher de plus petites en série.Naturellement, vous pouvez aussi lesbobiner vous-même sur le modèleRM8, avec un noyau en matériau N67.S’il vous faut une plus grande puis-sance de sortie, vous pouvez essayerd’utiliser un transformateur de ten-sion plus grande au secondaire. Il fau-dra peut-être adapter alors L1 et L2.

(030064)

AUDIO&VIDÉO

4911/2003 Elektor

Fréquences limitesLe schéma équivalent du transformateur à la figure A expose la mise en œuvred’un casque de 32 Ω. Il faut englober la résistance de 10 Ω du fil du bobinagesecondaire, en série avec la charge. Au total, nous avons donc 42 Ω à la sortie. Lerapport effectif entre enroulements est de 9,8 à 1 et provoque une transforma-tion d’impédance de (9,8)2 / 1 = 96 à 1. Le primaire représente alors une impé-dance de 4 070 Ω + 875 Ω = 4 945 Ω, arrondissons à 5 kΩ. Cette valeurconcorde avec celle théoriquement permise de 8 kΩ, sous laquelle il ne faut pasdescendre si l’on veut obtenir la sonorité recherchée. La réponse dans le graveest limitée par un filtre passe-haut composé de la résistance de charge et l’induc-tance de 14 H en parallèle (figure B). Par le calcul, on arrive à une fréquencelimite à –3 dB de 56 Hz. En fait, nous avons mesuré une limite inférieure d’à peuprès 30 Hz. La différence s’explique probablement par le peu de précision denotre mesure de l’inductance du transformateur.La fréquence limite supérieure dépend d’un filtre passe-bas constitué de la résis-tance de charge et de l’inductance répartie (figure C). Si l’on part de 4 945 Ω et0,5 H, le résultat donnera une fréquence limite de 1 574 Hz, quelle déception ! Etc’est à peu près ce que nous avons effectivement mesuré, mais avec un transfor-mateur connecté à une source de signal à basse impédance. Heureusement, larésistance interne dynamique du tube est au moins dix fois plus grande que larésistance de charge théorique d’environ 8 kΩ. Comme la source de signal, grâceaux bobines de correction L1 et L2, représente aux fréquences supérieures uneimpédance de plus de 80 kΩ, la fréquence limite supérieure, en théorie, remonteau-dessus de 25 kHz. Cependant, l’inductance parasite fait en sorte qu’aux hautesfréquences, le tube entre plus vite en saturation pour des niveaux élevés. Mais àl’expérience, cela ne joue qu’un rôle minime, parce que ces distorsions-là sesituent au-delà du spectre audible.

9,8 : 1

32

Ω

10Ω875Ω0H5

Z = 42Ω

030064 - 14

Z = 5k 14H

A

Figure A. Schéma équivalent du transformateur avec charge.

B

5k

14H

030064 - 15

f = 56Hz0

Fréquence limite inférieure

Figure B. Déterminationde la fréquence limite

inférieure.

5k

0H5

f0 = 20kHz

iR = 80kΩ

Fréquence limite supérieure030064 - 18

C

Figure C. Déterminationde la fréquence limite

supérieure.

Courbe de réponse

Les mesures de lafigure A reproduit laréponse en fréquencerelative de l’amplifica-teur dans une sortie600 Ω (ligne continue)et dans une sortie32 Ω (ligne pointillée).Les courbes ont étéétablies à des tensionsde sortie différentes.

Impédance d’entrée 100 kΩSensibilité 600 Ω, 1 mW, JP1/JP2 ouverts 620 mV (THD = 4,5%)

600 Ω, 1 mW, JP1/JP2 fermés 370 mV (THD = 7,4%)33 Ω, 1 mW, JP1/JP2 ouverts 0,94 mV (THD = 7,5%)33 Ω, 1 mW, JP1/JP2 fermés 0,59 V (THD = 9,9%)

Rapport signal/bruit 600 Ω >62 dB (B = 22 kHz lin.)(1 mW, JP1/JP2 ouverts) >88 dBA

33 Ω >65 dB (B = 22 kHz lin.)>90 dBA

THD+N 600 Ω/1 mW 4,5%(1 kHz, B = 80 kHz, 600 Ω/0,1 mW 1,1%JP1/JP2 ouverts) 33 Ω/1 mW 7,5%

33 Ω/0,1 mW 3,5%Bande passante 23 Hz à >200 kHz (600 Ω)

20 Hz à 45 kHz (33 Ω)

-21

+15

-18

-15

-12

-9

-6

-3

+0

+3

+6

+9

+12

[dBr]

A

10 50k20 50 100 200 500 1k 2k 5k 10k 20k[Hz]

= 32Ω

= 600Ω

030064 - 13

A

MICROCONTRÔLEUR

50 Elektor 11/2003

Le quatrième article de cette série dédiée auMSC1210 est consacré entièrement à l’inter-face RS-485. Dans le cadre du présent articlenous aborderons les aspects théorique etmatériel, l’article du mois prochain étant luiconsacré à la mise en pratique de l’interfaceRS-485 dans un petit projet par le biaisduquel il devient possible de faire communi-quer jusqu’à 255 cartes à MSC1210 avec unPC ! Le convertisseur nécessaire à cet effetest décrit dans le présent article.

RS-485

Bien que l’interface RS-485 existequasiment depuis le début de l’èredu PC, vous aurez sans doute biende la peine à trouver un PC déjà dotéd’une interface de ce genre. Ceciexplique que nous prenions lesdevants et que nous vous proposionsdès à présent un convertisseur adé-quat permettant de passer de RS-232

vers RS-485 conçu sur mesure à l’in-tention de la carte à MSC1210. Reve-nons-en cependant à un minimumde théorie :

TopographieEn théorie, un réseau RS-485 prendla forme d’un câble d’une certainelongueur (le bus) doté à ses extrémi-tés de résistances (dites de termi-naison). Il est possible de connecterjusqu’à 32 périphériques (device) aubus et, si l’on dispose de la combi-naison pilote/récepteur adéquatemême jusqu’à 256 appareils. Dans lecas idéal, tous les périphériques sontalignés comme s’ils étaient reliés àune grande corde, mais dans la pra-tique il est permis de connecter lesdifférents périphériques par le biaisde lignes de dérivation de plusieursmètres de long (figure 1). Dans lecas de l’approche minimale, tout cedont on a besoin sont les lignes bap-tisées A et B, mais il n’en reste pasmoins recommandé de procéder, parle biais d’une 3ème ligne et d’unerésistance optionnelle, à une égali-sation de potentiel. Autre variantetrès appréciée, celle à 4 lignes quipermet du même coup d’alimenterles participants au réseau.L’information numérique véhiculéesur le bus RS-485 est cachée dans la

Carte à MSC12104ème partie : RS-485 - MSC1210 en réseauJürgen Wickenhäuser

Au travers de son interface RS-485, la carte à MSC1210 ouvre desperspectives de communication impressionnantes. Il n’y a ainsi aucunproblème à réaliser un réseau complet constitué de plusieurs cartes àMSC1210 qui pourront ensuite communiquer à des distances de plusieurskilomètres à des vitesses allant jusqu’à 115 kbauds.

associé à une terminaison de 120 Ω fait, enrègle générale, l’affaire.

Protection en surtension LightUn pilote (circuit de commande) RS-485 doitpouvoir supporter des tensions comprisesentre –7 et +12 V à ses entrées. Lorsque lescâbles prennent une certaine longueur cela

différence de potentiel entre laligne A et la ligne B, dans ce sens. Sicette différence est positive, le busvéhicule un « 1 », dans le cas inversec’est d’un « 0 » qu’il s’agit. Cette dif-férence de potentiel rend la trans-mission de données extrêmementsimple dès l’instant où elle fonc-tionne correctement. La figure 2nous présente un bus RS-485 à 2 par-ticipants sur lequel le signal doitaller de IN vers OUT en suivant uncâble de bonne longueur.On a connecté un oscilloscope aupoint indiqué. Tout câble possèdeune impédance image (résistanceaux ondes) plus ou moins prononcée.La valeur la plus courante au niveaudes câbles est comprise entre 60 et200 Ω. Ce n’est que lorsque le câbleest terminé à l’aide d’une résistancede valeur identique à l’impédanceimage que le signal reste propre. Desterminaisons franchement erronéese traduisent par des distorsions dusignal qui à leur tour influent sur lebus et peuvent partant entraîner deserreurs de transmission.

Que l’on se rassure, ce n’est quedans le cas de câbles de très grandelongueur (supérieure à de l’ordre de500 m) et des taux de transmissionélevés (> 57 600 bauds) que la cor-rection de la terminaison commenceà jouer un rôle important, lorsque ladurée de transfert des signaux dans

le câble approche du taux de trans-mission (le signal parcourt, en 1 µs,une distance comprise entre 100 et300 m). Lorsqu’il s’agit de ponter defaibles distances, moins de50 mètres et que l’on travaille à destaux de transmission inférieurs à57 600 bauds, un câble bon marchésans impédance image spécifiée

MICROCONTRÔLEUR

5111/2003 Elektor

5

8

2

1R

D

3

4

RXRXD

TXD

Niveaupar défautoptionnel(2 x 560 W)

Optionnel 0 à 100 Ωvers la masse

Longueur jusqu’à 4 km à 115 200 bauds

Vers les différentspériphériques <10 m

RE/DERX/TX-CTRL

TX

6

A

B

030060 - 4 - 12

560Ω

ZI (120Ω) ZI (120Ω)

560Ω

7

+5V

+5V Périphérique#1

vers µC Bus RS-485

Périphérique#2

Périphérique#3

Périphérique#x

MAX485, MAX487, MAX487E, LT485 et équivalents en DIL8N.B. RX/TX-CTRL = « haut » active l’émetteur(inverser pour 8051)

Figure 1. Topographie du bus RS-485.

ZI

A

B

030060 - 4 - 13

Câble long avec Zi (120Ω)

Oscilloscope

Émetteur Récepteur

Terminaison correcte : Zi = 120 Ω

Terminaison trop faible : Zi = de l’ordre de 60 Ω

Terminaison trop élevée : Zi = de l’ordre de 250 Ω

Figure 2. Pourquoi faut-il terminer ?

50Ω

50Ω

9V6A

AVers pilote RS-485

RS-485Masse périphérique(pas du réseau !)

B

B

5V1

9V6

5V1

030060 - 4 - 14

Figure 3. Protection anti-surtension par paire dediodes zener.

peut aisément se traduire par des pro-blèmes. Des orages, les perturbations élec-tromagnétiques (que les règles de CEM ontpour mission de combattre) et les transi-toires peuvent produire des impulsions para-sites de niveau supérieur aux dites valeurs. Ilfaut, pour cette raison, que tous les modulesRS-485 soient protégés contre des surten-sions légères. Des impulsions parasites defaible durée et de possédant pas une éner-gie trop importante ne risquent pas ainsid’endommager les circuits de commande(figure 3).

Transmission de donnéesLa figure 1 comporte quelques résistancesoptionnelles. Par le biais de ces résistances,au repos (c’est-à-dire lorsqu’il n’y a pasd’émetteur et que tous les périphériques setrouvent en réception), le bus est forcé à unniveau logique fixe.Cette approche a l’inconvénient de consom-mer une énergie importante et peut partantêtre la source de problème dans le cas delignes de forte longueur !Il est partant judicieux d’opter pour l’ap-proche illustrée en figure 4. Ici, au départ, on

ignore tout du niveau présent sur lebus. Si l’un des participants voulaitenvoyer un bloc de données il luifaut commencer par activer sonémetteur. Dans ces conditions, il sepeut, par exemple, comme l’illustrela figure 2, au cas où la terminaisonne serait ‘pas faite correctement, quela mise en fonction de l’émetteur setraduise, au niveau de l’un ou l’autreparticipant, par la reconnaissanced’octets de données là où il n’y en apas (encore).Il est indispensable pour cette raisond’insérer, après la mise en fonction

de l’émetteur, d’une pause d’unedurée sensiblement plus importanteque celle requise pour la transmis-sion d’un octet (t byte). La durée detransfert d’un octet correspondapproximativement à 10 fois lavaleur réciproque du taux de trans-mission : ainsi, à 9 600 bauds, il fautde l’ordre de 1 ms par octet.Le paquet de données proprementdit commence toujours par un octetde marquage spécial dit de début(Start). Il faut cependant faire ensorte que cet octet de début n’ap-paraisse jamais à l’intérieur des

MICROCONTRÔLEUR

52 Elektor 11/2003

030060 - 4 - 15

Émetteur ON Données

Temps

START . . . . . .???

> t_byte t_byte

Figure 4. Chronodiagramme lors de l’émission.

K1

SUB-D9

1

2

3

4

5

6

7

8

9MAX232

T1OUT

T2OUT

R1OUT

R2OUT

R1IN

IC1

T1IN

T2IN

R2IN

C1–

C1+

C2+

C2–

11

12

10

13

14

15

16V+

V-

7

8 9

3

1

4

5

2

6

C5

10µ16V

C3

10µ16V

C610µ

16V

C1

10µ16V

C8

100n

RX/CX

IC4.A

14

CX

15

13

4

&1

2

3+5V

C4

220n

R1

22

0k

R2

22

k

1

8

+5V

RX/CX

IC4.B

6

CX

7

5

12

&9

10

11

R6

1k

D6

RECEIVE

R7

1k

D7

READY/TRANSMIT

+5V+5V +5V

K2

1

3

2

4

R9

47Ω

R8

47Ω

D2

9V1

D5

4V7

D3

9V1

D4

4V7

R4

56

0Ω

2

7

R3

56

0Ω

3

6

4

5

R5

12

0Ω

+5V

C7

100n

RXD

RTS

CTS

TXD

DTR

DCD

DSR

RI

GND

IC3

7805

C12

100n

C9

100n

C10

10µ35V

C11

10µ16V

D1

1N4001

+5V

IC4

16

8

C2

100n

+5V

(+)7-30V

RS485-A

RS485-B

GND

030060 - 4 - 11

IC4 = 74HCT123

MAX487ELTC485

IC2

5

8

2

1R

D

3

4

7

6

S1.

1

S1.

2S

1.3

S1.

4

Delay

PullUp

PullDn.

Term.

Figure 5. L’électronique du convertisseur RS-232/RS-485.

données proprement dites (nous yreviendrons dans le prochainarticle).

Vu qu’à un instant donné seul l’undes participants doit émettre (semi-duplex), il nous faut un protocole quidéfinisse très rigoureusement qui ale droit d’émettre quand et quoi !L’application à décrire dans lenuméro de décembre utilise un pro-tocole qui, s’il est très simple, n’enest pourtant pas moins très efficace.

PC au bus RS-485Pour peu que l’on implante les2 résistances de 560 Ω de la figure 1,le risque de voir apparaître desoctets de données fantômes dimi-nue très sensiblement. C’est uni-quement dans le cas de longueursde ligne importantes (> 50 m) et auxtaux de transmission élevés(> 57 600 bauds) que l’on risque desproblèmes, en particulier lorsque lenoeud émetteur se trouve éloignédes résistances. Un PC n’est mal-heureusement pas, normalement, enmesure de piloter la chronologie deson interface sérielle avec une pré-cision telle qu’il soit en mesure d’ac-tiver l’émetteur avec un déroule-ment correct. La plupart des PC dis-posent en effet d’un UART(Universal Asynchronous Recei-ver/Transmitter = Émetteur/Récep-teur Asynchrone Universel) à FIFO(First In First Out) d’émission. Dans

MICROCONTRÔLEUR

5311/2003 Elektor

Liste des composants

Résistances :R1 = 220 kΩR2 = 22 kΩR3,R4 = 560 ΩR5 = 120 ΩR6,R7 = 1 kΩR8,R9 = 47 Ω

Condensateurs :C1,C3,C5,C6,C11 = 10 µF/16 V

radialC2,C7,C8,C9,C12 = 100 nFC4 = 220 nF (10%)C10 = 10 µF/35 V radial

Semi-conducteurs :D1 = 1N4001 (DO41)D2,D3 = diode zener 9V1

D4,D5 = diode zener 4V7D6 = LED faible courant verte 3 mmD7 = LED faible courant rouge 3 mmIC1 = MAX232 (Maxim Integrated)IC2 = LTC485 (Linear Technology) ou

MAX487E (Maxim, optimiséESD/EMI)

IC3 = 7805 (TO-220)IC4 = 74HCT123 (de Philips de

préférence)

Divers :K1 = embase Sub-D 9 points en

équerre encartableK2 = bornier encartable à 4 contacts

au pas de 5 mm (RM5)S1 = quadruple interrupteur DIL

Figure 6. Dessin de la platine (recto/verso) duconvertisseur RS-232/RS-485.

ces conditions, un PC est incapablede savoir si un octet de données abien déjà été envoyé physiquementune fois qu’il l’a transmis à sonUART. Ceci explique que le conver-tisseur pour PC ait besoin que le busRS-485 soit, au repos, forcé à unniveau logique valide.

Le convertisseurLe convertisseur dont on retrouve leschéma en figure 5 a un fonctionne-ment d’ensemble que l’on peut qua-lifier d’« inintelligent » de sorte qu’ils’accommode de nombreux proto-coles et bien évidemment aussi detaux de transmission différents. Ceconvertisseur se compose d’unconvertisseur RS-232 et d’un conver-tisseur RS-485, sous-ensembles entrelesquels règnent les niveaux TTL.Les bits entrant par le bus RS-485sont transmis directement au PC, letaux de transmission ne jouant pasle moindre rôle. Lorsque le PC envoieun caractère, le convertisseur metimmédiatement, par le biais d’unmonostable redéclenchable, IC1.A,son émetteur en fonction. L’émetteurreste actif au moins le temps néces-saire à la transmission de l’octet. Ilest possible, dans le cas présent, deparamétrer 2 durées : S1.1 ouvertpour 20 ms et un taux de transmis-sion de 1 200 bauds ou S1.1 fermépour 2 ms et 9 600 bauds et plus.Il est en outre possible, par le biaisde l’inverseur S1.4, de mettre en cir-

cuit les résistances de terminaison ainsi quepar les inverseurs S.1.2/3 (à utiliser toujourssimultanément) les résistances de 560 Ωpour la définition du niveau par défaut. Dece fait, ce convertisseur convient tant à lamise en réseau de plusieurs PC qu’à celled’une combinaison de cartes à MSC1210 etde plusieurs PC.

La réalisation du convertisseur grâce à la pla-tine représentée en figure 6 est l’affaire dequelques minutes d’autant plus qu’elle necomporte pas de piège. La photo en débutd’article montre le prototype de l’auteur. Leconvertisseur requiert une tension d’alimen-tation externe comprise entre 7 et 30 V, saconsommation étant de quelque 20 mA.Lorsque cette tension d’alimentation n’estpas dérivée du bus, il faudra relier la massedu bus RS-485 à la masse du circuit au traversd’une résistance de 100 Ω servant à équilibrerles potentiels.

(030060-4)

INFORMATIONS

54 Elektor 11/2003

Nous aurons en outre l’occasion, dans cetteseconde partie, de vous présenter quelquestubes miniatures en provenance de Russie,qui, étant des tubes destinés à être alimen-tés par piles, non seulement s’en sortent à

une tension d’anode faible mais éga-lement se caractérisent par une puis-sance de chauffage moindre.Une fois que les premiers essais àbase de ECC81 et ECC82 eurent

comme résultat de prouver qu’ilserait bien qu’avec le casqued’écoute utilisé l’amplificateur à tubepour casque d’écoute ait une puis-sance un peu plus importante, il fal-lut essayer de trouver un autre tubepouvant travailler à des courantsplus importants. Les candidatsentrant en ligne de compte sont tousles tubes de puissance (tubes de sor-tie) tels que les EL84, EL95, ECL80,ECL86 et types similaires.

EL95Nous avons testé ici un EL95 d’occa-sion. Le EL95 est une pentode, ilpossède partant 2 grilles de plusqu’une... triode. La grille 2 doit êtrereliée à la tension d’alimentation, lagrille 3 devant l’être à la masse. Lespentodes se targuent d’un facteurd’amplification plus élevé que lestriodes et d’une distorsion inférieureà celles-ci. L’alimentation du EL95s’est faite ici sous 12 à 24 V. Onretrouve, en figure 1, le circuit requis

Montages à tubes àtensions faiblesPartie 2 : Plus de puissance

Burkhard Kainka

Il va sans dire que les vrais tubes de puissance tels que les EL84, EL95,ECL80 et ECL86 et bien plus encore un PL504, fournissent, à des tensionsd’anode faibles, une puissance bien plus importante que celle dont sontcapables les ECC81 et ECC82 évoquées dans la première partie. Ildevient même possible, dans le cas du PL504, d’attaquer un haut-parleurstandard à condition qu’il ait une faible impédance, et cela à une tensiond’anode de 27 V seulement.

fonctionne, avec un casque de 600 Ω éton-namment bien. La question se pose cepen-dant s’il est bien prudent d’appliquer aucasque un courant de, par exemple, 3,5 mA.Chaque système consomme, au repos, unepuissance électrique inférieure à 7,5 mW.La charge thermique ne paraît pas être tropélevée, sachant que les casques d’écoutesont prévus, par exemple, pour un maximumde 100 mW. Autre question que l’on peut seposer : le déplacement mécanique de la mem-brane, lorsque l’état de repos est quitté, posedes problèmes. Le courant continu produit,pratiquement, une « tension de polarisation »mécanique. Théoriquement, cela pourraitentraîner une modification du son. Dans lapratique, nous n’avons cependant pas pudécouvrir d’inconvénient. De ce fait, il sembleintéressant, en règle générale, de réaliser unamplificateur pour casque d’écoute sanstransformateurs.Si l’on veut éviter tant le transformateur que lepassage de courant continu dans le casque,il ne reste pas d’autre solution qu’un cou-plage par condensateur (figure 2).Cependant, dans ce cas-là, on est forcé de serabattre vers un casque d’écoute à impé-dance élevée (600 Ω). Si le volume est plusfaible qu’il ne le serait en cas d’utilisationd’un transformateur de sortie idéal, il est par-faitement suffisant pour la majorité desapplications.

Ampli de classe A à base de PL504Un rien de plus ? Que penseriez-vous d’unpetit amplificateur pour haut-parleur enclasse A à base de PL504 ? Le PL504 est untube de dimensions plus importantes à sup-port Magnoval, qui a été utilisé dans lesétages de puissance de ligne de postes de

pour une version mono-canal et lebrochage du tube.Avec son courant de chauffage de200 mA seulement, le EL95 est untube relativement économe. Cecin’empêche pas d’atteindre des cou-rants d’anode de 1,3 mA à 12 V et de3,5 mA à 24 V. Pour peu que l’on uti-lise un transformateur adéquat, il estpossible d’obtenir de bonnes puis-sances. Il est possible ainsi, parexemple, d’alimenter un amplifica-teur pour casque d’écoute stéréo defaible impédance (32 Ω) à l’aided’une tension d’alimentation asymé-trique de 12 V fournie par un adap-tateur secteur lorsque l’on met ensérie les filaments de chauffage des2 tubes et que l’on se contente de12 V pour l’alimentation des anodes.Si l’on porte l’accent sur une bonnetonalité, utiliser le bon transforma-teur revêt une importance capitale.

Les transformateurs de très petitetaille présentent une résistancefilaire importante et entre trop aisé-ment en saturation magnétique. Sil’on utilise un transformateur detaille plus importante, si le problèmede saturation a disparu, l’inductancedevient plus faible de sorte qu’ildevient impossible de transférer lesgraves dans leur totalité. Dans cesconditions, un transformateur sec-teur ne peut remplacer un transfor-mateur BF (audio) qu’imparfaite-ment. Il faudrait en fait bobiner untransformateur spécifique pourchaque étage à tubes, mais celadeviendrait bien trop complexe.Les choses étant ce qu’elles sont,nous en revenons ainsi peut-êtrenouveau au schéma le plus simple eton connecte le casque d’écoutedirectement à la ligne d’anode. Lapratique nous apprend que cela

INFORMATIONS

5511/2003 Elektor

10

k

1µ50V

EL95

030063 - 18

+12V...+24VBF

1,3mA...3,5mA

200mA6V

4

3

2

1 7

6

5

f f

f

f

g2

g2

g1 g1

a

k,g3

EL95

Figure 1. Amplificateur à base d’un EL95.

10k

1µ50V

PL504

+27VBF

33mA

030063 - 20

56

8

7

9 1

2

3

4

ff

g2

g2

g1

g1

a

k,g3

k,g3

PL504

Figure 3. Amplificateur pour haut-parleur utilisant le PL504.

10k

1µ

EL95

+12V...+24VBF

030063 - 19

1k

200mA6V

600Ω

1,3mA...3,5mA

50V

10µ50V

Figure 2. Amplificateur pour casque sanstransformateur avec EL95.

télévision. Son chauffage se fait à27 V/300 mA. Il est judicieux partant d’op-ter du même coup pour une tension d’anodede 27 V.Lors de leur utilisation dans un étage deligne, ces tubes devaient supporter des cou-rants d’anode allant jusqu’à 500 mA. On peutimaginer qu’ils sont également en mesure detravailler à des tensions plus faibles.Des essais sous 27 V se traduirent par uncourant d’anode de 33 mA. Cette valeurdépasse le courant d’anode à laquelle devraitfonctionner, si l’on en croit sa fiche de carac-téristiques, un EL95 alimenté sous 250 V. Ceciexplique qu’un PL504 permette, à 27 V, deréaliser un amplificateur pour haut-parleurparfaitement viable.Les résultats sont satisfaisants si l’on n’uti-lise pas un transformateur trop petit. L’impé-dance de connexion devrait se situer auxalentours de 800 Ω. Nous avons testé leschéma avec un transformateur un peu pluscostaud de 230 /24 V. Le rapport des enroule-ments est de 10:1, le rapport des impédancesétant partant de 100:1. Un haut-parleur de8 Ω fait exactement l’affaire vu que le tube« voit » alors 800 Ω. Un coup d’oeil à l’oscillopermet de constater que le transformateurest très exactement ce qu’il nous faut.Lorsque, dans le cas d’une surmodulation des2 demi-ondes, l’amplificateur les écrêtepresque de la même façon, tout va pour lemieux dans le meilleur des mondes. Dans la réalité, il s’avéra que cet amplifica-teur (figure 3) était capable de fournir unebonne puissance et un son agréable. La dis-sipation au niveau de l’anode étant proched’un watt, on peut s’attendre à quelquechose de bien.La tension de 27 V sort quelque peu de l’or-dinaire, ce qui explique que nous ayons pro-

cédé à des essais à 24 V. À cette ten-sion, le chauffage du tube est un peuplus faible. Cela ne semble pas avoirde conséquence sensible. Le courantd’anode chute à 25 mA, mais le sonne change pratiquement pas lui.

Amplificateur pour casque à PL504Si l’on désire réaliser uniquementun amplificateur pour casqued’écoute, le PL504 dispose de suffi-samment de réserves pour un cou-plage RC en sortie. Une résistancede cathode de 100 Ω définit une ten-sion de polarisation de grille de–1,3 V. Simultanément, par lacontre-réaction qu’elle introduit, ellediminue la distorsion. Une résis-tance de 680 Ω prise dans la ligned’anode sert au découplage du

signal amplifié. Avec ce circuit(figure 4), la moitié seulement ducourant du signal amplifié passe parle casque d’écoute, l’autre moitié sefrayant un chemin au travers de larésistance d’anode. Dans le casd’un courant d’anode de 12 mA onpeut fort bien se permettre de telleslargesses.La réalisation de cet amplificateurpour casque ne pose pas le moindreproblème vu qu’il n’est pas néces-saire de se casser la tête pour mettrela main sur un transformateur de sor-tie convenable.Le montage se caractérise par uneexcellente tonalité et une puissancesonore importante. Si donc vous arri-vez à mettre la main sur une paire dePL504, ne cachez pas votre plaisir. Ànoter qu’il existe également le EL504qui connaît une tension de chauffage

INFORMATIONS

56 Elektor 11/2003

10

k

1µ

PL504

+24VBF

030063 - 21

10

0Ω

68

0Ω

15,7V

600Ω

1,3V

12mA

50V

10µ

50V

Figure 4. Étage de sortie pour casque travaillantà 24 V.

100k

100n50V

BF

600 Ω

2 6

3

A

9

7

1

1P24B

1P24B

1,2V

+12V

1,7mA

–0,4V

030063 - 22

12 9

9

7

6

3

4 f

f

g2

a

g1

g3

fM

9

5

3 7

2 8

4 6

Figure 6. Ampli BF faisant appel à un 1P24B.

Figure 5. 1SH24B, 1SH29B et 1P25B.

petit tube est impressionnant. S’il est vraiqu’il lui faut un courant de chauffage relati-vement élevé de 240 mA sous 1,2 V, il donne àune tension d’anode de 12 V, des résultatstrès acceptables. À une tension de grillenulle, on obtient un courant d’anode de 2 mAà une pente de 1,5 mA/V. Ce tube convientpartant à merveille à la réalisation d’un petitampli pour casque d’écoute. La figure 6 vouspropose le schéma d’une électronique ayantfait ses preuves destinée à un casque à hauteimpédance.

(030063-2)

de 6,3 V à un courant de 1,3 A, c’est-à-dire le même tube doté d’autresfilaments de chauffage. Il existe bienévidemment nombre d’autres pen-todes de puissance qui pourraientêtre mises en oeuvre avec un circuitsimilaire.

Tubes basse-tension de RussieL’ex-URRS a mis sur le marché destubes miniatures destinés à être ali-mentés par pile(s), tels que les1SH24B, 1SH29B sans oublier les1P24B (figure 5). Ce type de tubesexiste encore en grande quantité età un prix très abordable. Ils possè-dent des broches à souder directe-ment ce qui élimine le besoin desupports spéciaux. L’une des carac-téristiques marquantes de ce typede tubes est une cathode à chauf-fage direct. Le filament de chauf-fage fait également office decathode. Cette spécificité a desconséquences sur le concept élec-tronique vu que, par exemple, il estproblématique, de brancher des fila-ments de chauffage en série.Un premier test avec un 1SH29révèle des caractéristiques parfai-tement utilisables : àUa = Ug2 = 40 V le courant d’anodeest de 3 mA. Pour ce faire, la grille 1a été mise à la tension de la brochedu filament de chauffage négatif. Lapente est de l’ordre de 1 mA/V. Letube peut également se contenterd’une tension d’anode plus faible,mais cela se traduit par des diminu-

tions sensibles du courant d’anodeet de la pente.La plupart des tubes possèdent uneconstruction concentrique. Il en vatout autrement avec ce type detubes. Au centre on trouve un fila-ment de chauffage fin faisant officede cathode chauffée, les 1SH29 et1P24B en possédant même deux.Toutes les autres électrodes pren-nent la forme de filaments ou degrilles disposées parallèlement parrapport à la cathode. On disposeainsi d’un tube à la fois très solideet efficace.Dans le cas du 1SH24B (pentode HF)le courant de chauffage atteint, à1,2 V, 13 mA seulement, une mer-veille d’économies. Avec le 1SH29B(pentode universelle de Pa = 1,2 W),le courant de chauffage est de 64 mAsous 1,2 V ou de 32 mA sous 2,4 V.Un premier essai à base de 1SH29Bdonna d’excellents résultats : àUa = Ug2 = 40 V nous avons un cou-rant d’anode de 3 mA, lorsque l’onforce la grille 1 à la tension de labroche de chauffage négative. Lapente se situe à nouveau aux alen-tours de 1 mA/V. Ce tube aussi peuttravailler à une tension d’anode plusfaible, mais cela se traduit par uneréduction du courant d’anode et dela pente. Même à une tension de12 V seulement, les valeurs obte-nues dépassent les caractéristiquesd’un ECC81.Un cran plus haut nous trouvons la1P24B (pentode de puissance de Pa= 4 W). Le P de sa dénominationpourrait signifier Puissance car ce

INFORMATIONS

5711/2003 Elektor

LiensIl suffit d’entrer une paire de mots, vente +tubes par exemple, pour trouver toute unesérie de sites vendant des tubes ou fournis-sant des adresses de points de vente. Nousne pouvons bien entendu pas prétendre êtreexhaustifs…

http://www.halfin.com/shop/http://home.worldcom.ch/alpha/pages/

bricoleurB.htmlhttp://perso.wanadoo.fr/michel.terrier/

radiocol/detail/links.htm#fournisseurs_radiohttp://www.htd.fr/PDV.htmhttp://www.htd.fr/Catalog/CF.htm

Informations diverseshttp://optimisetonampli.chez.tiscali.fr/

lampe.htmCiel Electronique

http://www.cielelec.com/composants/composants.htm

Pollin Electronic http://www.pollin.de/Oppermann

http://www.oppermann-electronic.de/Roehren/roehren.html

MESURE&TEST

60 Elektor 11/2003

Tester des transistors bipolaires, qu’ils soientde basse ou haute puissance ne présenteaucune difficulté si vous disposez d’un ohm-mètre ordinaire et que vous connaissez (1) lebrochage du composant et (2) les six étapesà effectuer. Un test aussi simple permet derepérer un transistor bipolaire défectueuxdans 8 cas sur 10, même si l’auteur doitadmettre avoir connu certaines fois desrevers avec l’un ou l’autre transistor RF UHFde haute puissance qu’il a tenté de sonder.Par exemple, un MRF646, une « bête » de 50Watts, a passé avec succès les tests élec-triques mais, une fois monté, le gain s’estrévélé décevant. Pour revenir au sujet de cetarticle, le test des MOSFETs est une touteautre affaire (tout en ne sentant pas le souffrepour autant).

Où la charge et où la tension ?On peut débattre autour du fait que les MOS-FETs sont des composants contrôlés par unecharge, à cause de la grille qui est l’électrodede contrôle et qui apparaît comme une capa-cité virtuelle idéale présentant un courant defuite extrêmement faible. Il n’en est pasmoins vrai qu’une certaine charge engendreune tension qui, à son tour, détermine leniveau de conduction, de sorte que ces mer-veilleux composants peuvent tout aussi bien

être qualifiés de « contrôlés en ten-sion ».Peu importe qu’il soit contrôlé entension ou par une charge, quand unMOSFET est retiré de son circuit,toute charge qu’il contient y reste, cequi le laisse à l’état passant si elleest positive ou bloquant si elle estnégative (nous parlons ici des com-posants les plus répandus à canal N,pour les MOSFETs à canal P il fautinverser toutes les polarités évo-quées). Pour les composants à canalN, « négative » signifie également« sous le seuil nécessaire à la com-mutation à l’état passant ».En fait, quand vous manipulez unMOSFET pour le tester – en le reti-rant de son circuit ou de son embal-lage de protection – vos doigts ou lefer à souder provoqueront le stoc-kage d’une charge aléatoire dans lacapacité équivalente grille-source.La première chose qu’il convient defaire est donc de donner à cettecharge une valeur connue car c’estseulement alors qu’il devient pos-sible de tester le fonctionnement« on/off » correct de la jonctiondrain-source. Voyons comment yarriver en pratique.

Préparation du test

Tout d’abord, vous devez sélection-ner le mode de « test de diodes » survotre multimètre. De la sorte, votremultimètre fournira à la jonction àtester une tension habituellement del’ordre d’une paire de volts (circuitouvert) et un courant limité àquelques milliampères, ce qui estexactement ce dont nous avonsbesoin. N’essayez pas d’utiliser uncalibre de test de résistances car,dans ce cas, la tension disponibleest bien plus faible (aux alentours de0,2 volts) et certainement insuffi-sante pour faire basculer le MOSFETentre les états passant et bloqué.Il est maintenant temps de déposervotre MOSFET sur la surface de tra-vail. Il importe peu que la surface dela table soit conductrice ou non, lepoint le plus important à observerest que les pattes du MOSFET nedoivent rien toucher. Veillez égale-ment de ne pas toucher les pattes oules pointes de test avec vos doigtsde façon à ne rien perdre de lacharge emmagasinée. Dans le casdes MOSFETs de puissance, laconnexion de drain peut être tou-

Test de MOSFETsà l’aide d’un multimètreMais si, c’est possible !

Par Carlo Cianferotti carloc@infol.it

Ce court article traite du test des MOSFETs de puissance à l’aide d’unmultimètre ordinaire. Tous ceux qui ont déjà essayé cela doivent s’êtreétonnés des lectures bizarres et des court-circuits qui ont relevés, mêmesur des composants réputés en bon état de marche. Il n’y a bien sûr riende magique dans tout ça !

ouvert » signifie que la grille est en court-cir-cuit avec la source et que le MOSFET peutêtre mis au rebut sans qu’il soit besoin d’al-ler plus loin dans les tests.

2. Maintenant que nous avons placé unecharge de blocage dans la grille, nous pou-vons tester si la jonction drain-source (DS) estbien ouverte. La plupart des MOSFETs pos-sèdent une diode de protection contre lesinversions. Elle est intégrée au niveau de lajonction DS (Drain-Source) et cela peut êtrevérifié en inversant tout simplement la pola-rité de la tension de test.

Tout autre résultat que « circuit ouvert » signi-fie que le MOSFET présente un court-circuitet doit être écarté.

Sur ce calibre, les multimètres affichent leursrésultats en mV, de sorte que vous pouvezvous attendre à une valeur entre 250 mV et500 mV au niveau de la chute dans la diode

3. Il est maintenant temps de basculer notreMOSFET à l’état passant.

De la sorte, vous revérifiez que la grille n’estpas court-circuitée. Un mauvais résultat esttrès rare à ce stade mais vous devrez néan-moins éliminer votre composant si vous netombez pas sur un circuit ouvert.

4. Maintenant que la grille contient unecharge « on », tout ce que nous avons à faireest de vérifier l’état de conduction correct dela jonction drain-source.

Cela doit être fait dans les deux sens car,quand un MOSFET est passant, il se com-porte comme une résistance de faible valeur,peu importe le sens de circulation du courant.

chée librement et entrer en contactavec la table mais une méthode plussûre consiste à saisir et à maintenirle MOSFET de puissance par cettepatte, de toucher la surface de latable avec votre autre main etensuite seulement de le déposer surla table.

Let’s test againA ce stade, vous êtes prêt pour letest proprement dit qui implique les

différentes étapes décrites ci-des-sous.

1. Dans le premier test, nous blo-quons le MOSFET et testons sa jonc-tion grille-source (GS).

Tout autre résultat que « circuit

MESURE&TEST

6111/2003 Elektor

40

=

30

20

10

00 2 4 6

150 25

8 10

030031- 11

BUK 466-200A

ID[A]

VGS[V]

Tj[°C]

MOSFET Gate SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

+ (fil rouge)

– (fil noir)

Court-circuit

MOSFET Drain SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

– (fil noir)

+ (fil rouge)

Circuitouvert /perte

directe dela diode

MOSFET Drain SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

+ (fil rouge)

– (fil noir)

Circuitouvert

Figure 1. Caractéristiques de transfert typiques d’un MOSFET de puissanceordinaire, dans le cas présent un BUK446-200 de chez Philips Semiconductors. Legraphique montre ID = f(VGS) à VDS = 25 V, avec comme paramètres deuxvaleurs de Tj.

28

20

24

12

16

8

4

00 2 4 6 8

030031- 12

BUK 542-60A/B

ID[A]

VGS[V]

=150

25Tj[°C]

Figure 2. Comme pour la figure 1, mais avec un FET logique. Ici un BUK542-60A/B.

MOSFET Grille SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

– (fil noir)

+ (fil rouge)

Circuitouvert

Si vous n’obtenez pas ces résultats, le MOS-FET est en circuit ouvert au niveau de la jonc-tion drain-source et doit être éliminé.

Si le MOSFET suspect a passé les tests 1 à 4avec succès, on peut le considérer commefonctionnel. Dans la pratique, les voltages etcourants fournis par les multimètres sonthabituellement bien inférieurs à ceux requispour un véritable test des MOSFETs de puis-sance (IRF, BUZ, etc). Il n’en reste pas moinsque cette procédure de test a donné de trèsbons résultats pendant plusieurs années detests sur le terrain.Si vous jetez un coup d’œil sur le graphiqueID = f(VGS) de la figure 1, vous remarquerezque la conduction commence à une tensiongrille-source de 3.5 à 4 volts, tandis qu’à5 volts (niveau haut TTL), quelque 15 A arri-vent à se frayer un chemin à travers la jonc-tion drain-source. Le graphique correspond àun Philips BUK466-200A qui peut être consi-déré comme un exemple typique de MOSFETde puissance.

D’autres composants appelés « FETslogiques » commencent à conduire à des

niveaux de tension VGS légèrementinférieurs, par exemple déjà à partirde 2 V dans le cas du BUK542-60(voir figure 2). Cela fait de ces com-posants le choix parfait pour l’inser-tion directe entre une sortie logiquetelle que celle de la ligne de port d’unmicro-contrôleur configurée en sortieet une (très lourde) charge comme unrelais de puissance ou un moteur.Une fois encore, il ne s’agit que d’unexemple et le graphique ne s’ap-plique pas à tous les « anciens FETslogiques » - voir les notes ci-dessouspour retrouver les feuilles de caracté-ristiques exactes des composantsavec lesquels vous travaillez.

Les composants à canal Pet l’ohmmètreSi vous désirez tester un composantà canal P, vous devrez évidemmentinverser les polarités des pointes detest figurant dans les tableaux pré-cédents, le plus simple étant d’inter-vertir les câbles des pointes de testdu côté du multimètre.L’utilisation d’un multimètre analo-gique à cadre mobile est égalementpossible mais ces appareils ne com-portent habituellement pas un modede test de diodes. Cela nécessitequelques investigations à propos dela tension de circuit ouvert et du cou-rant de court-circuit fournis par lemultimètre. Vous devriez opter pourle calibre 1 ohm pour obtenir respec-tivement 2-3 V et 5-20 mA, ce qui

représente des valeurs idéales pourun test en toute sécurité. Vous pou-vez les vérifier en connectant unsecond multimètre à celui utilisépour le test des MOSFETs. En pre-mier lieu, sélectionnez un calibre demesure de tension et vérifiez la ten-sion de circuit ouvert au niveau despointes de test. Ensuite, passez surun calibre de mesure de courant etnotez le courant de court-circuit.Finalement, et nous sommes sûrsque vous l’aurez remarqué à unmoment ou à un autre lors de l’utili-sation d’un ancien ohmmètre, le fil –(noir) est habituellement positif etvice-versa !

Et « quid » du brochage ?Au risque de ressasser des évi-dences, vous devrez toujours savoirexactement quelles sont, sur lecomposant que vous souhaitez tes-ter selon la méthode décrite danscet article, la position des pattesgrille, source et drain. Les avispseudo-éclairés, « un ami m’a dit »et « je crois me rappeler » sont sansvaleur à ce niveau et pourraientconduire à des erreurs coûteuses etdes heures d’efforts en tentatives deréparation inutiles. L’informationdont vous aurez besoin doit provenirdes « data books » des fabricants oudes feuilles de caractéristiques ori-ginelles téléchargées du site « Web »du fabricant.

(030031)

MESURE&TEST

62 Elektor 11/2003

MOSFET Drain SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

+ (fil rouge)

– (fil noir)

Court-circuit

MOSFET Drain SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

– (fil noir)

+ (fil rouge)

Court-circuit

Si vous n’obtenez pas ces résultats, le MOS-FET est en circuit ouvert au niveau de la jonc-tion drain-source et doit être éliminé.

Si le MOSFET suspect a passé les tests 1 à 4avec succès, on peut le considérer commefonctionnel. Dans la pratique, les voltages etcourants fournis par les multimètres sonthabituellement bien inférieurs à ceux requispour un véritable test des MOSFETs de puis-sance (IRF, BUZ, etc). Il n’en reste pas moinsque cette procédure de test a donné de trèsbons résultats pendant plusieurs années detests sur le terrain.Si vous jetez un coup d’œil sur le graphiqueID = f(VGS) de la figure 1, vous remarquerezque la conduction commence à une tensiongrille-source de 3.5 à 4 volts, tandis qu’à5 volts (niveau haut TTL), quelque 15 A arri-vent à se frayer un chemin à travers la jonc-tion drain-source. Le graphique correspond àun Philips BUK466-200A qui peut être consi-déré comme un exemple typique de MOSFETde puissance.

D’autres composants appelés « FETslogiques » commencent à conduire à des

niveaux de tension VGS légèrementinférieurs, par exemple déjà à partirde 2 V dans le cas du BUK542-60(voir figure 2). Cela fait de ces com-posants le choix parfait pour l’inser-tion directe entre une sortie logiquetelle que celle de la ligne de port d’unmicro-contrôleur configurée en sortieet une (très lourde) charge comme unrelais de puissance ou un moteur.Une fois encore, il ne s’agit que d’unexemple et le graphique ne s’ap-plique pas à tous les « anciens FETslogiques » - voir les notes ci-dessouspour retrouver les feuilles de caracté-ristiques exactes des composantsavec lesquels vous travaillez.

Les composants à canal Pet l’ohmmètreSi vous désirez tester un composantà canal P, vous devrez évidemmentinverser les polarités des pointes detest figurant dans les tableaux pré-cédents, le plus simple étant d’inter-vertir les câbles des pointes de testdu côté du multimètre.L’utilisation d’un multimètre analo-gique à cadre mobile est égalementpossible mais ces appareils ne com-portent habituellement pas un modede test de diodes. Cela nécessitequelques investigations à propos dela tension de circuit ouvert et du cou-rant de court-circuit fournis par lemultimètre. Vous devriez opter pourle calibre 1 ohm pour obtenir respec-tivement 2-3 V et 5-20 mA, ce qui

représente des valeurs idéales pourun test en toute sécurité. Vous pou-vez les vérifier en connectant unsecond multimètre à celui utilisépour le test des MOSFETs. En pre-mier lieu, sélectionnez un calibre demesure de tension et vérifiez la ten-sion de circuit ouvert au niveau despointes de test. Ensuite, passez surun calibre de mesure de courant etnotez le courant de court-circuit.Finalement, et nous sommes sûrsque vous l’aurez remarqué à unmoment ou à un autre lors de l’utili-sation d’un ancien ohmmètre, le fil –(noir) est habituellement positif etvice-versa !

Et « quid » du brochage ?Au risque de ressasser des évi-dences, vous devrez toujours savoirexactement quelles sont, sur lecomposant que vous souhaitez tes-ter selon la méthode décrite danscet article, la position des pattesgrille, source et drain. Les avispseudo-éclairés, « un ami m’a dit »et « je crois me rappeler » sont sansvaleur à ce niveau et pourraientconduire à des erreurs coûteuses etdes heures d’efforts en tentatives deréparation inutiles. L’informationdont vous aurez besoin doit provenirdes « data books » des fabricants oudes feuilles de caractéristiques ori-ginelles téléchargées du site « Web »du fabricant.

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MESURE&TEST

62 Elektor 11/2003

MOSFET Drain SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

+ (fil rouge)

– (fil noir)

Court-circuit

MOSFET Drain SourceRésultat

escompté

Multi-mètre

– (fil noir)

+ (fil rouge)

Court-circuit

Interface USB -> RS-232,Elektor n°299, mai 2003,

page 70 et suivantes

Une fois n’est pas coutume, c’estcette fois la liste des composantsqui devrait faire foi.La R10 du schéma devrait par-tant avoir une valeur de 100 kΩ.Merci Mr Bertonnier.

Clignotant alterné pourmodélisme, Elektor n°301/302, juillet/août 2003,

page 59

La liste des composants com-porte 2 erreurs. Comme l’indiquele schéma qui, en règle générale,dans nos publications, fait foi,

.R2 devrait avoir une valeur de180 kΩ et C3 une valeur de10 nF.

Mesure d’inductance écono-mique, Elektor n°301/302, juillet/août 2003,

page 38 et suivante

La fonction de calcul de l’induc-tance L donnée en dernier estfausse. Il faut lire :L = 1,2/(dUR/dt) et non pas L =120/(dUR/dt)Le point de départ de l’erreur sesitue au niveau de la formuledIL/dt = 0,1 * dUR/dt. La for-mule correcte est dIL/dt = (dUR/dt)/0,1.

Détecteur de métaux, Elektor n°304, octobre 2003,

page 24 et suivantes

Toute prise par la recherche detrésors potentiels, la personnechargée de la vérification de ladésignation des composants nel’a pas faite avec toute la rigueurnécessaire... La numérotation decertains des circuits intégrés aété intervertie.

Le IC1 de la platine est en fait leIC4 du schéma et de la liste descomposants, un LM317 partant.Le IC2 de la platine est en fait leIC1 du schéma et de la liste descomposants, un 555.

De même, le IC4 de la platine esten fait le IC2 du schéma et de laliste des composants, un autre555.Il n’y a pas d’erreur auniveau de IC3.Désolé pour cette erreur.

Booster « petit budget » pourEdiTS Pro, Elektor n°301/302, juillet/août 2003,

pages 96 et 97

La liste des composants et leschéma comporte chacun2 erreurs. T3 doit être du typeBDV64 et T4 du type BDV65.Les types donnés comme alter-native, BDW84 et BDW83 res-pectivement, sont eux corrects.

TORTd’ELEKTOR

OUTILSdeDÉVELOPPEMENT

64 Elektor 11/2003

Comme le dit leur acronyme, les FPGA (FieldProgrammable Gate Array) sont des circuitsintégrés logiques programmables. L’utilisa-teur a 2 options pour la conception de son cir-cuit numérique, soit un langage de descrip-tion matériel, soit par le biais d’un éditeurgraphique, le résultat de cette opérationétant téléchargé dans le FPGA. Ceci fait, lecomposant se comporte, pour l’extérieur,comme le ferait le circuit électronique qui y aété programmé.Les FPGA intègrent à cet effet un nombreimportant de structures universelles qui secomposent chacune, en fonction du type deFPGA auquel on a affaire, en plusieurs porteset bascules. Ces blocs sont interconnectéspar le biais d’éléments programmables desorte qu’il devient possible d’en influencer lecomportement.Les FPGA modernes sont, la plupart dutemps, à base de technologie SRAM. Ceciexplique qu’en l’absence de tension d’ali-mentation elles perdent leur configuration.De manière à ce que, lors de la réapparitionde la tension d’alimentation, les FPGA soientà nouveau opérationnelles, on fait appel à desEPROM spéciales dites de configuration danslesquelles les FPGA peuvent récupérer, defaçon autonome, leurs données de configura-tion. Le programmateur Xilinx décrit dans lenuméro de novembre convient à merveillepour de telles applications. Il existe égale-ment des FPGA non-volatiles (attention cela

ne signifie pas qu’elles ne peuventpas se volatiliser, mais que leurcontenu de mémoire ne peut pass’effacer même en cas de disparitionde la tension d’alimentation), tellesque les modèles dits « antifuse »,qu’il n’est d’ailleurs possible de pro-grammer qu’une seule et unique fois.Les fabricants les plus connus deFPGA sont Xilinx, Altera et Actel.Les CPLD (Complex ProgrammableLogic Device) constituent une autrefamille de circuits intégrés delogique programmable. Les CPLD

comportent plusieurs blocs de struc-tures logiques complexes qui res-semblent à celles dont sont consti-tuées les GAL (Gate Array Logic).En principe, on peut dire qu’uneCPLD est en fait une matrice deGAL. Les CPLD ont, comme élémentprogrammable majeur, des cellulesd’EEPROM non-volatiles. Xilinx, Lat-tice et Altera sont les fabricants lesplus connus de ce type de compo-sant.Il devient possible, en fonction de lataille de la FPGA ou CPLD concer-

Carte de développementpour FPGAEntrée en matière facile grâce à Xilinx

Gunther May, DL3ABQ

Bien que les FPGA aient vu leur coût diminuer très sensiblement, lescartes de développement pour FPGA de taille importante à prixabordable restent très rares. La société australienne BurchEd fait uneproposition qui, comparée à ce qui se fait sur le marché actuellement, estlittéralement irrésistible.

Figure 1. La carte de développement pour FPGA B5-X300.

– Platine de connexion pour RS-232, souris,clavier et VGA

– Interface CompactFlash– Interface IDE– Platine de configuration Flash

L’environnement de développement logicielaccompagnant la carte est le Webpack deXilinx, mis gratuitement à disposition parcette société et grâce auquel il devient pos-sible de programmer le circuit de différentesfaçons (figure 2). On trouvera, en réfé-rence [2], un lien où télécharger ce logiciel.La mise en oeuvre de la carte est étonnam-ment facile. Une fois que l’on a pris connais-sance du manuel décrivant les premiers pastéléchargé depuis le site de BurchEd, un ama-teur même débutant en la matière sera enmesure de transférer son premier programmevers la FPGA pour faire clignoter une LEDprésente sur la carte de développement.La carte B5-X300 est disponible en Franceauprès de Hi Tech Tools [5]. Le coût de lacarte est de 192 €, ce prix comprenant lecâble de programmation.

Exemples d’applicationElektor a utilisé l’occasion des circuits inté-grés programmables, tels que GAL et CPLDen particulier. Sur sa page d’accueil [1] Bur-chEd propose des programmes d’exemple autéléchargement, le nombre de ces exemplesétant cependant encore relativement restreint,mais Mr Burch nous a assuré que le nombrede ces programmes devrait augmenter trèssensiblement dans les prochains mois.

S’il est un thème très intéressant ayant traitaux FPGA, c’est indubitablement celui dudéveloppement de petits processeurs. Ontrouvera, sur le site donné en référence [3],une collection impressionnante de matérielconcernant ce thème.

À noter que des développeurs ont mis surFPGA l’un ou l’autre jeu pour ordinateurdatant déjà d’un certain temps, Pacman parexemple. On trouvera en [4] un très beau siteInternet traitant du sujet. On pourra y télé-charger la totalité des fichiers.

(030216)

Liens Internet[1] www.burched.biz[2] www.xilinx.com/xlnx/xil prodcat

landingpage.jsp?title=ISE+WebPack[3] www.fpgacpu.org/[4] www.fpgaarcade.com/[5] www.hitechtools.com

née, de réaliser un processeur com-plet ou un autre circuit complexesimilaire à l’aide d’un tel composant.Dans l’industrie on les utilise princi-palement pour la réalisation de pro-totypes, mais on les retrouve égale-ment dans ce que l’on appelle desautomates reprogrammables. Letraitement du signal est l’un desdomaines d’application les plusimportants des FPGA et CPLD.La puissance d’un circuit intégré dece type est souvent exprimé sous laforme de « portes équivalentes »,valeur qui donne le nombre théo-rique de portes utilisables à l’inté-rieur du FPGA. Il faut prendre cesvaleurs avec un grain de sel, vu quesouvent, pour des raisons de publi-cité commerciale, les fabricants don-nent des chiffres très optimistes.Dans le cas des CPLD, les taillestypiques vont de 1 000 à 50 000portes équivalentes, alors qu’avecles FPGA cela va de 10 000 à plu-sieurs millions. Les versions à faiblenombre de portes deviennent deplus en plus abordables. Dès quel’intégration devient importante,ces circuits logiques coûtent rapi-dement cher. Pour l’électronicienconcepteur-développeur, ces cir-cuits constituent une alternativeattrayante à l’approche multi-cir-cuits intégrés logiques. De même,lorsqu’il s’avère que la vitesse detraitement d’un microcontrôleur

n’est pas suffisante, la logique pro-grammable peut constituer unesolution à ce problème.

Carte de développementBurched, la société australienne évo-quée plus haut, propose un kit dedéveloppement pour FPGA(figure 1). Le B5-X300 repose sur unFPGA de la série Spartan2E deXilinx de pas moins de300 000 portes équivalentes. Cettecarte est accompagnée d’un adapta-teur de téléchargement qui pourraêtre branché directement sur le portparallèle d’un PC. Cette intercon-nexion sert au transfert des donnéesde configuration de la FPGA.La carte comporte un oscillateurd’horloge dont la fréquence se laisseparamétrer par l’implantation decavaliers. La carte dispose en outred’un support dans lequel pourraprendre place une EPROM de confi-guration et des embases donnantaccès aux lignes de la FPGA.Outre la carte de développementFPGA, il est proposé d’autresmodules qui peuvent faire partied’une application. Voici les modulesadditionnels disponibles :

– Platine de commutateurs– Platine de LED– Afficheurs 7 segments– Extension de mémoire

OUTILSdeDÉVELOPPEMENT

6511/2003 Elektor

Figure 2. Logiciel de programmation Xilinx au travail.

APPLIKATOR

66 Elektor 11/2003

Le circuit de commande bipolaire à courantconstant IMT902 est hautement intégré.Outre 4 ponts en H DMOS H avec une RDSONde 0,5 Ω, il comporte 2 CNA (ConvertisseurNumérique Analogique) 4 bits pour la com-mutation des micro-pas dans un rapport 1/1à 1/16 ; les signaux de sortie sinusoïdaux per-mettent au moteur de tourner sans résonanceet sans bruit. La tension de sortie de la com-mande fournie au moteur peut atteindre 40 Và 1,5 A max. par phase. Le IMT902 (circuit interne et brochage repro-

duits dans la figure 1) possèded’autres avantages fonctionnels : unepompe de charge intégrée à2 condensateurs externes et un« mode d’amortissement mixte »(Mixed Decay Mode) programmablepermettant d’effectuer une régulationen courant en fonction du nombre detours tout en réduisant la puissancedissipée. Comme il faut bien limiterle nombre de broches, tous lesréglages sont effectués au moyen de2 registres à décalage 16 bits à ver-rouillage (latches) pouvant atteindreune vitesse de transfert de 25 MHz.La fréquence de hachage (chopper),déterminée par des résistances etcondensateurs externes, peutatteindre 100 kHz et plus.

CalculsLa figure 2 représente un circuit d’ap-plication typique du IMT902. Uneseule unité (A/B) est représentée ; lebranchement de l’unité C/D dudeuxième moteur est identique. Cettecommande de moteur(s) pas à pas nerequiert, comme on le voit, qu’unnombre restreint de composantsexternes. Les 2 enroulements dumoteur sont raccordés aux sortiesA/A et B/B. Le courant instantané des

enroulements est déterminé par les2 résistances aux entrées RS. On a :

IOUT = (VREF⋅HC) / (5⋅RS)

où HC est la fraction du courant demaintien prédéfinie par le mot dedonnées (patience, on y arrive).Cette formule permet aussi de déter-miner la puissance dissipée par larésistance.R1 et C3 déterminent la fréquencede l’oscillateur (donc la fréquence dehachage). La fréquence de l’oscilla-teur est donnée parf = 1 / [C3⋅(0,523⋅R1 + 313,8)] en Hz,et la fréquence de hachage est un8ème de celle-ci.Le pilotage se fait par le biais desentrées DATA (Données), CLK(CLocK, horloge) et STROBE (échan-tillonnage). Autre broche, celle deréinitialisation (Reset) qui n’agit pasuniquement sur les sorties mais quiremet également tous lesregistres/verrous à l’état initial.

La commandeLa commande du composant IMT902lui-même requiert 3 signaux : unsignal d’horloge, des donnéessérielles et une impulsion de transfert

Commande de moteurpas à pas IMT902Courant constant pour 2 moteursHeureux les utilisateurs désireux de commander 2 moteurs pas à pas ouplus ! Avec le nouveau composant CMS 36 broches IMT902, le fabricantbavarois de semiconducteurs Nanotec leur offre une solutionextrêmement économique et compacte aux problèmes d’entraînement.

APPLIKATOR est une rubrique servant à la description de composants intéressants récents et de leurs applications; parconséquent, leur disponibilité n'est pas garantie. Le contenu de cette rubrique est basé sur les informations fournies par lesfabricants et les importateurs, ne reposant pas nécessairement sur les expériences pratiques de la Rédaction.

APPLIKATOR

6711/2003 Elektor

Figure 1. Circuit interne et brochage du IMT902.

1 VM B Alimentation de la sortie B

2 OUT B Sortie B

3 RS B Courant du canal B

4 PGND Masse de l’alimentation

5 OUT B Sortie B inversée

6 LGND Masse logique

7 Ccp ACondensateur C2 pour la pompe de charge Ccp1

8 CRÉlément RC externe positionnant lafréquence de hachage de l’oscillateur

9 VREF AB Entrée de la tension de référence ABFIN VSS Masse logique

10 VREF CD Entrée de la tension de référence CD

11 nc pas utilisé

12 Ccp BCondensateur C1 pour la pompe de charge Ccp2

13 Ccp ACondensateur C1 pour la pompe de charge Ccp3

14 OUT D Sortie D inversée

15 PGND Masse de l’alimentation

16 RS D Courant du canal D

17 OUT D Sortie D

18 VM D Alimentation de la sortie D

19 VM C Alimentation de la sortie C

20 OUT C Sortie C inversée

21 RS C Courant du canal C

22 PGND Masse de l’alimentation

23 OUT C Sortie C

24 STROBE CD Entrée CD du signal de transfert (verrou)

25 CLK CD Entrée du signal d’horloge CD

26 DATA CD Entrée sérielle des données CD

27 VDD Tension d’entrée du bloc logiqueFIN VSS Logische Masse

28 RESET Entrée pour la réinitialisation de la sortie

29 DATA AB Entrée sérielle des données AB

30 CLK AB Entrée du signal d’horloge AB

31 STROBE AB Entrée AB du signal de transfert (verrou)

32 OUT A Sortie A

33 PGND Masse de l’alimentation

34 RS A Courant du canal A

35 OUT A Sortie A inversée

36 VM A Alimentation de la sortie A

TOUTES les connexions de masse doivent être reliées à GND

(strobe) ; voir la figure 3. Le mot de donnéescomporte 16 bits. Chaque bit, du poids faible(DATA0, LSB) au poids fort (DATA15, MSB) esttoujours introduit par le flanc montant de l’im-pulsion d’horloge et transféré dans le registrepar le flanc descendant. Une fois que tous les16 bits ont été transférés, le flanc montant del’impulsion « strobe » cause le transfert desdonnées dans les verrous internes. Le niveaudu signal STROBE peut être bas ou haut pen-dant le transfert des données.Les 2 premiers bits indiquent le courant demaintien, les 2 suivants le mode d’amortisse-ment. Les 4 bits suivants indiquent le courantde la branche B pour les CNA internes. Un bitsupplémentaire fournit l’information dephase, autrement dit du sens du courant. Lesbits 9 à 15 contiennent des informations iden-tiques pour la branche A (tableau 1). L’autremoteur doit bien entendu comporter sonFigure 2. Application standard du IMT902.

propre mot de données.La fiche de données sous http://nanotec.de/media/imt902_handbuch.pdf contient untableau des mots de données pour chaquemode de fonctionnement (d’un pas entier à un16ème de pas). Un extrait d’un tableau et lacourbe du courant obtenue sont reproduitsdans la figure 4. En mode de pas entier, lecourant se comporte comme un signal rectan-gulaire (les CNA internes règlent toujours les2 courants à 100 %), seul le sens du courantest inversé. Le mode du 16ème de pas repré-senté dans la figure 4 montre au contraire uncomportement presque sinusoïdal du courant.

Des petits détails……qui ont toutefois leur importance : les fonc-tions TSD et ISD. Il s’agit en effet d’une pro-tection contre les surcharges thermiques(thermal shut down) et de courant (overcur-rent protection). La surveillance de tempéra-ture est activée lorsque celle-ci dépasse130 °C (jusqu’à 170 °C max.) et coupe les sor-ties des 2 moteurs. Les pompes de chargesont aussi désactivées et les registres réini-tialisés. Le composant IMT902 peut être tiréde cet état par une impulsion de réinitialisa-tion, à condition que la température soientredescendue au-dessous de 35 °C.Scénario similaire en cas de surcharge decourant. Dès qu’un dépassement de la valeurmaximale est détecté, les 2 enroulements etles pompes de charge sont débranchés et lesdonnées de fonctionnement effacées. Uneréinitialisation met fin à la phase de protec-tion contre les surcharges de courant. Toutesces mesures de protection ne devraient tou-tefois pas nous empêcher de munir l’alimen-tation d’un fusible (thermique).

(030054)

Si vous voulez en savoir plus sur cecircuit intégré nous ne pouvons quevous conseiller de télécharger sa fichede caractéristiques à l’adresse sui-vante :

http://www.nanotec.de/page_steue-rungen_imt902_de.html

APPLIKATOR

68 Elektor 11/2003

HoldCurrent

0

HoldCurrent

1

Dec

ay B

0

Dec

ay B

1

B0 B1 B2 B3 PhaseB

Dec

ay A

0

Dec

ay A

1

A0 A1 A2 A3 PhaseA

Bit 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 151 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 12 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0 0 13 1 1 1 0 0 1 1 1 1 1 0 0 1 0 0 14 1 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 1 1 0 0 15 1 1 1 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0 16 1 1 1 0 1 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 17 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 1 0 18 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 19 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 110 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 0 0 1 111 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 112 1 1 1 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 0 1 113 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 1 114 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 115 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 116 1 1 1 0 1 0 0 0 1 1 0 1 1 1 1 1

030054 - 14

Figure 3. Données d’entrée sérielles.

Figure 4. Comportement en courant du mode 16ème pas et ses mots de données (extrait).

Tableau 1. Mot de données

DONNÉES Désignation Fonction

0 (LSB) Courant de maintien 0 HH = 100 %, LH = 85 %, HL = 70 %, LL = 50 %1 Courant de maintien 1

2 Mode d’amortissement B0 HH = rapide, HL = mixte 75 %, LH = mixte 37,5 %, LL = lent3 Mode d’amortissement 1

4 Courant B0Courant pour la branche B (LLLL = toutes les sorties inactives)maximum possible : 16 pas

5 Courant B1

6 Courant B2

7 Courant B3

8 Phase B H: OUT B = Haut, OUT B = Bas, L = OUT B = Bas, OUT B = Haut

9 Mode d’amortissement A0 HH = rapide, HL = mixte 75 %, LH = mixte 37,5 %, LL = lent10 Mode d’amortissement A1

11 Courant A0Courant pour la branche A (LLLL = toutes les sorties inactives)maximum possible : 16 pas

12 Courant A1

13 Courant A2

14 Courant A3

15 (MSB) Phase A H: OUT A = Haut, OUT A = Bas, L = OUT A = Bas, OUT A = Haut

Nombre d’électroniciens « arrivés » ontdébuté leur « carrière » par la réalisation d’un

amplificateur pour casque. Ceci n’arien de bien étonnant vu que les

montages concernés sont en règlegénérale relativement simples etque leur réalisation ne requiert,dans la plupart des cas, peu deconnaissances préalables. Si vousdécidez de faire un tour sur Internet,pour y trouver des exemples de réa-lisations, des informations concer-nant des projets DIY (Do It Yourself),le problème que vous risquez derencontrer n’est pas celui d’unepénurie de site traitant du sujet,mais d’arriver à mettre la main surles perles dans cet univers en per-pétuel mouvement.Le premier niveau est celui desapproches discrètes voire à ununique amplificateur opérationnelqui ne sont en fait rien de plus quedes adaptateurs d’impédance àréglage de volume, les suivants trai-tant de circuits d’amplification pluscomplexes destinés à des applica-tions plus spécifiques telles que,par exemple, des casques électro-statiques. L’un des groupes d’ama-teurs de réalisations personnellesles plus prolifiques est celui despassionnés des tubes.

ÉLECTRONIQUEEN LIGNE

70 Elektor 11/2003

Amplificateurs pourcasque DIY à tubes et semi-conducteurs

Rolf Gerstendorf

En règle générale les sorties casque font partie de l’équipement standarddes préamplificateurs et amplificateurs de puissance du commerce. Il nefaut cependant pas s’attendre à montes et merveilles quant à la qualitéqu’elles fournissent. Si partant vous faites partie de ces auditeurs quirecherchent une reproduction au casque de très haute qualité, il vousfaudra mettre la main sur un amplificateur pour casque d’écouteautonome. Internet constitue une source très riche en propositions deréalisation dans ce domaine.

Lors de votre quête, le site de Head-wize [1] de Chu Moys constitueindubitablement un excellent pointde départ; il abrite nombre deforums de discussion, propose desFAQ, et une pléthore de liens. Dansla catégorie projets de « fabrication-maison » on ne trouve pas moinsd’une centaine (!) d’exemples de réa-lisations d’amplificateurs pourcasque d’écoute plus ou moins biendocumentés.Le fabricant de câbles, RJM, pro-pose, sur son site, RJM AudioCable [2], dans la rubrique DIY, desamplificateurs pour casques, desmodifications de propositions trou-vées sur le site Headwize.Le site de Black Widow Audio [3]propose une paire d’exemples deréalisation. Autre point d’intérêt dece site, des explications et des réali-sations concernant des montages« Crossfeed ».Citons, au nombre des autres sitesde langue anglaise ayant trait à laréalisation personnelle d’amplifica-teurs pour casque, les Audio-Pagesà l’adresse [4] et Audiologica [5]proposant les amplificateursMETA42 et MINT.Sur le site [6] de Wheatfield Audioon découvre même un produit com-mercialisé à un moment donné avecses schémas et les dessins de sesplatines, en vue d’une réalisationpersonnelle.Le site [7] offre, pour peu que l’onentre le mot-clef headphone dans leformulaire de recherche, quantité deliens ne concernant pas uniquementdes projets de montages, mais éga-lement des articles traitant dedomaines aussi différents que lasimulation d’un amplificateur pourcasque, la description de kits com-mercialisés voire les aides à laconception. Le site scandinaveAudionova [9] (en anglais) proposedes liens similaires.Sur son site, le néerlandais Ray-mond van Weeghel [9] décrit unamplificateur pour casque faisantappel à une électronique hybride : ilutilise un tube en préampli et unFETMOS en étage de sortie.Il va sans dite que le florilège de pro-jets de Jogis Röhrenbude [10] com-porte inévitablement un amplifica-teur pour casque moderne; il est àbase de ECC82.

(035060)

ÉLECTRONIQUEEN LIGNE

7111/2003 Elektor

Adresses Internet :[1] http://headwize2.powerpill.org/projects/showproj.php?file=meier_prj.htm[2] www.geocities.com/rjm003.geo/rjmaudio/diy_hclo.html (Derivat von headwize)[3] www.blackwidowaudio.com/index.htm[4] http://sound.westhost.com/projects-1.htm[5] http://tangentsoft.net/audio/ [6] www.pmillett.addr.com/ha-4_headphone_amp.htm[7] www.epanorama.net/links/audiocircuits.html[8] http://audionova.nu/Innehall/audionova_DIY_fr.htm[9] www.raymondaudio.nl/ [10] www.jogis-roehrenbude.de/Verstaerker/Kopfhoerer-V.htm

TEST&MESURE

72 Elektor 11/2003

L’émetteur de mesure HF à DDS décrit dansle numéro d’octobre d’Elektor possède unoscillateur à quartz 10 MHz interne destinéau synthétiseur numérique AD9851. Il sembleévident, trop même pour qu’il soit nécessairede le mentionner, que les fréquences de sor-tie fournies par le générateur ne sont cor-rectes que dans la mesure où le quartz estréglé, par le biais du condensateur ajustableC22, à une fréquence de 10,000 MHz trèsexactement.Pour de nombreuses applications telles quedes opérations de réparation d’amplificateursà FI (Fréquence Intermédiaire) de 445 kHz ou10,7 MHz, la fréquence exacte du signalfourni par l’instrument n’a pas une impor-tance capitale. Cependant, lorsqu’il s’agit derégler au « quart de poil » un équipementpour bande FM étroite (NBFM pour NarrowBand FM) tel qu’un émetteur/récepteur radio-amateur pour la bande de 6 m (50 MHz) il fautdisposer d’une source de fréquence de testprécise. En effet, si vous réglez votre émet-teur/récepteur à l’aide d’un générateur designal, toute erreur au niveau de la fréquencefournie par ce dernier est reportée sur l’oscil-lateur local du récepteur 50 MHz.

Gratuit et d’une extrême stabilitéSi vous pensez qu’il vous faut, pour calibrervotre émetteur de mesure HF, une source defréquence très haut de gamme et hyper-pré-cise dont le prix se situe dans le domaine dela dizaine de K € (kilo-euros, il faut bien yvenir après les KF pour kilo-francs), vousserez agréablement surpris d’apprendre qu’ilexiste de telles sources, primo gratuitement,secundo chez vous et tertio qu’elles sont pré-cises à un niveau dépassant la majorité si cen’est la totalité des besoins amateurs. Nouspensons aux stations d’émission trafiquantsur la bande des Petites Ondes (P.O.), située

approximativement entre 600 et1 500 kHz. Il est possible, sans tropde problème, d’utiliser les signauxfournis par un tel émetteur pour cali-brer un oscillateur de base de tempsde votre générateur de signal. Toutce dont vous avez besoin est unmélangeur additif (add-on mixer) quiproduira un « battement zéro »lorsque les 2 fréquences sont iden-tiques. Ce point sera visualisé àl’aide d’un oscilloscope.

L’électroniqueLe mélangeur HF dont le schéma estreproduit en figure 1, reprend unconcept classique à base de FET-MOS double grille (dual-gate). Lesignal envoyé par la station d’émis-sion arrive par la grille 1. Il faudrarechercher une station puissanteémettant entre 600 et quelque1 500 kHz à l’aide d’un circuit LCrésonant constitué par une self et un

condensateur ajustable au mica de500 pF. L’antenne prend la forme dequelques mètres de câble. L’émet-teur de mesure HF est réglé sur lafréquence officielle de la station P.O.,son signal de sortie étant injecté à lagrille 2 au travers d’un condensateurde couplage de 10 nF. Le signal desortie du mélangeur est disponiblesur le drain de T1 et pourra y êtredérivé en direction d’un oscilloscope.Plus la variation de fréquence visua-lisée par l’oscilloscope devient faible,plus on se rapproche des10,000 MHz requis pour une calibra-tion correcte de la base de temps dugénérateur.

Utilisation pratiqueIl faudra commencer par rechercherla station d’émission la plus puis-sante de votre région travaillant enP.O. Utilisez, si nécessaire, une listede fréquences pour trouver une sta-

Calibration de labase de tempspour l’émetteur de mesure HFProjet : G. Baars. PE1GIC pe1gic@amsat.org

ment puissant.Mettez l’oscilloscope en base de temps(Timebase) de 2 ms, couplage CA (AC-cou-pled) et sensibilité élevée (High). Surveillez latrace sur l’oscillo, accordez C1 pour obtenirune entrée en résonance et mettez-vous àl’écoute de la station P.O. pour vous assurezque vous êtes synthonisé sur la bonne stationd’émission. Veillez à ce que l’antenne ne setrouve pas près des sources de bruit tels quetubes fluorescents et PC.Au niveau de l’émetteur HF optez pour unniveau de sortie de 0 dBm et entrez la fré-quence exacte de la station telle qu’elle estdonnée dans la liste.Surveillez à nouveau l’écran de l’oscilloscopelors du réglage précis de C22 de l’émet-teur HF. À un instant donné, vous verrez s’af-ficher la différence de fréquence (note de bat-tement) entre les 2 sources sous la formed’une variation d’amplitude lente. La positionoptimale pour C22 sera trouvée lorsque les2 signaux se trouvent le plus près possible du« battement zéro ». Ce mode d’opérationdevrait vous permettre d’atteindre une préci-sion supérieure à 1 Hz.

(020398)

tion utilisable. Pour info, le mélan-geur additif n’est pas conçu pour une

grande sélectivité ou sensibilité, desorte qu’il vous faudra un signal vrai-

TEST&MESURE

7311/2003 Elektor

T1

BF961

BF961

G2

G1

D

S

R4

330

Ω

R3

4k7

R1

100k

R2

47k C5

10n

C4

100n

C6

10n

C2

10p

C1

10n

C3

500p

L1

270µH

+9V

ANT

K1

1mA7

2V8

0V56

8V1

020398 - 11

Versl’oscilloscope

De l’émetteurde mesure

Figure 1. Ce détecteur de battement fait appel à un oscilloscope et à un signalfourni par une station émettant en P.O. pour la calibration à 10,000 MHz del’oscillateur de la base de temps du circuit de Synthèse Numérique Directe.

INFORMATIONS

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Nous ne vous apprendrons pas que les micro-contrôleurs dérivés du 80C51 connaissentune énorme popularité, nous n’en voulonspour preuve que les nombres projets publiésdans ce magazine dont le coeur était un pro-cesseur de cette famille. L’une des raisons decette popularité est sans doute l’existence,

pour ces contrôleurs, d’outils, tantmatériels que logiciels, très abor-dables et la quantité d’information àleur sujet à laquelle il est possibled’accéder. Il existe un forum extrê-mement actif dédié à cette famillede processeur qui fournit des

réponses à nombre de questions.Philips, qui est l’un des acteurs lesplus importants sur la scène du80C51, vient de donner un électro-choc à ce contrôleur et en allongerainsi la vie utile en mettant sur lemarché cette nouvelle famille des

1ère partie : l’architecture

Maarten Stottelaar Eurodis Texim

Sous le nom générique de P89LPC900 Philips présente une nouvellefamille de descendants du 80C51 possédant « entre 8 et 80 broches », etdotés tous de mémoire Flash ISP (programmable in situ). L’une descaractéristiques majeures de ce type de contrôleur est qu’il restetotalement compatible 80C51.

Le P89LPC900

moins bien entendu que cela se fasse par lebiais de l’interface SPI ou I2C).La mémoire de données (RAM) duP89LPC900 se compose d’une série d’octetsde mémoire (256) adressables pour une par-tie directement et pour l’autre indirecte-ment, associé, en fonction du type, à une par-tie dite external data. Contrairement à ce quesemble suggérer sa dénomination qui enferait de la mémoire externe, cette mémoireest bien, dans le cas du P89LPC900, interne.Pour le code, cela signifie cependant qu’il fau-dra faire appel à des instructions MOVX. Unmembre des plus récents de la famille, leP89LPC932, possède, par exemple, 768 octetsdont 256 octets sont « directs/indirects » et512 « externes ».La mémoire de programme en technologieFlash présente l’intérêt non seulement depouvoir être programmée de très nombreusesfois mais encore de pouvoir l’être en mode ISP(In System) voire même en mode IAP (InApplication). Philips a prévu à cet effet unchargeur de démarrage (bootloader) qu’il estpossible d’activer aisément et qui commu-nique de façon classique via un UART. Tout cedont on a besoin, pour télécharger le code parle biais d’un PC, est un convertisseur deniveau RS-232. Esacademy fournit pour cefaire un programme (Flash-Magic) permet-tant l’envoi d’un fichier hexadécimal vers leprocesseur par le biais d’une interface utili-sateur simple ou d’une ligne de commande(en cours de production par exemple).Le bootloader interne se compose en partiede code bas-niveau enfoui qui se charge del’interaction vers la mémoire et d’une partieen Flash chargée elle de la communication etde la conversion du fichier hexadécimal. Un

P89LPC900, qui a de ce fait encorede belles années devant lui.Dans ce premier article nous allonsnous allons nous intéresser à l’archi-tecture du P89LPC900, un secondarticle publié (sauf contretemps) lemois prochain décrira une carted’E/S de programmation de baseconçue à son intention.

Le coeur du contrôleurL’une des caractéristiques mar-quantes du P89LPC900 est que soncoeur (core) ne nécessite que2 cycles par instruction. Les expertsen la matière se rappelleront sansdoute que jusqu’à présent il en fallait12 ou dans le meilleur des cas 6. Ilnous faut cependant signaler que lafréquence d’horloge maximale s’estvue ramenée à 12 MHz (167 ns parinstruction). Le gain de vitesse n’enest pas moins d’un facteur 2 par rap-port aux solutions qui tournaient à33 MHz auparavant. Ces meilleuresperformances à une fréquence dequartz plus faible ont une influenceà la fois sur la consommation de cou-rant et les Interférences ÉlectroMa-gnétiques (IEM). De ce fait, leP89LPC900 convient tout particuliè-rement aux appareils alimentés parpile(s). Ramenée au MHz, la consom-mation n’est guère inférieure à cellede ses prédécesseurs, mais les per-formances se trouvent multipliéespar 6. Dans la pratique, cela signifiequ’il est bien souvent possibled’abaisser très sensiblement la fré-quence du quartz. Notons au pas-sage que la consommation la plusfaible que l’on puisse espérer est de1 µA seulement.

L’horlogeLa plupart des contrôleurs 80C51possèdent un tronc d’horloge relati-vement simple. Le signal fourni parun quartz ou un résonateur, voire unsignal d’horloge externe, est appli-qué directement à la CPU et ainsi,par le biais de cette dernière, auxpériphériques. Dans le cas duP89LPC900 la situation est bien pluscomplexe. Il connaît un mécanismecomplexe qui permet à l’utilisateurde déterminer la source et la manièrede l’appliquer à la CPU et aux péri-phériques. Un oscillateur RC Interneclassique extrêmement précis –pour

une utilisation dans des applicationsà base de microcontrôleur– (2,5% dedérive seulement sur l’ensemble dela plage de température) pourra,pour de très nombreuses applica-tions, servir de source de signald’horloge. Tout UART devrait norma-lement se satisfaire d’une telle pré-cision. Pour le cas où les exigencessont plus sévères, le processeurconnaît une option lui permettant,par le biais de la sortie d’horloge, demesurer la fréquence et de l’ajusterà l’aide du registre TRIM. Notonsque la fréquence choisie est de7,372 8 MHz, ce qui est une excel-lente base pour la plupart des tauxde transmission (baudrate) courants.S’il veut modifier la consommationet les performances, il est possible àl’utilisateur, de commuter vers uneautre fréquence, « à la volée » parcommutation du prédiviseur. Onpeut même envisager d’utiliser l’os-cillateur distinct du chien de garde(watchdog) en guise de source designal d’horloge lorsque les perfor-mances requises sont limitées etque la consommation de courantjoue un rôle important. La figure 1donne une vue d’ensemble du troncd’horloge.

La mémoireLe P89LPC900 est un contrôleurenfoui (embedded) à 100% ce quisignifie qu’il n’est pas possibled’adresser de la mémoire externe (à

INFORMATIONS

7511/2003 Elektor

Figure 1. Vue d’ensemble du tronc d’horloge du P89LPC900.

programmeur pourra utiliser à bon escient laprocédure bas-niveau du bootloader par ren-seignement de quelques registres avant d’ef-fectuer un « call » vers une adresse spéci-fique. Il est possible ainsi de réaliser uneimplémentation personnelle du bootloader,grâce à laquelle il sera possible d’établir unecommunication non pas par le biais del’UART mais par celui d’un canal choisi parl’utilisateur. Ce nouveau chargeur de démar-rage pourra venir se substituer à la versiond’origine. La figure 2 montre comment effec-tuer ce « call » vers le subset IAP.La cartographie de la mémoire est faite depages de 64 octets qui, combinées, consti-tuent des secteurs de 1 Koctet. Il est possibled’effacer individuellement pages et secteursà la vitesse d’effacement (erase-time) impres-sionnante de 2 ms seulement. Notons qu’iln’est pas nécessaire de disposer, pour la pro-grammation de la partie en Flash, d’une ten-sion de programmation spécifique. Nous exa-minerons de plus près, dans le secondarticle, l’aspect de la programmation de lamémoire Flash.

Signalons, ce que vous savez sans doute déjà,qu’il est également possible d’accéder à lamémoire de programme par le biais d’un pro-grammateur parallèle.Outre les mémoires de données et de pro-gramme (code) classiques, le P89LPC900 pos-sède également de l’EEPROM (de 65 à512 octets). L’accès à l’EEPROM se fait par le

biais d’un certain nombre de registres(compteur ordinal (pointer), donnéeset état), ce qui évite d’avoir à écriredu code de communication spéci-fique, comme cela se fait sur certainstypes de contrôleurs où l’accès à l’EE-PROM se fait par un bus I2C.Le P89LPC900 possède un certainnombre d’emplacements de mémoirespéciaux : le vecteur de boot (boot-vector), l’octet d’état (status byte) etl’octet de configuration (configura-tion byte). Le vecteur de boot définitle saut à effectuer lorsque le compo-sant se trouve en mode boot. Ce vec-teur pointe, lors de la sortie du com-posant de la chaîne de fabrication,vers le chargeur de démarrage (boot-loader) interne. L’octet d’état déter-mine lequel des codes, utilisateur oude boot, sera activé après une réini-tialisation (reset); le composant estprévu, à sa sortie des chaînes, pourdémarrer le code de boot.Le petit dernier, l’octet de configura-tion, sert au paramétrage de cer-taines des fonctions ayant trait à lasource d’horloge (clock source), à lafonction de la broche de réinitialisa-tion (reset pin) et au paramètres dusystème de supervision (supervisorysystem). Il est également possibled’accéder à ces emplacements demémoire par ISP et IAP.

Entrées et sorties

Le P89LPC900 disposant d’un oscil-lateur RC interne et d’une remise àzéro à la mise sous tension (poweron reset), on peut dire que le nombredes broches disponibles pour lesEntrées/Sorties est égal au nombrede broches du composant diminuéde 2 (les lignes d’alimentation). Engros, il est possible de programmerlibrement tous les ports en Entrée(Input), drain ouvert (Open drain),Push-pull ou Quasi-bidirectionnel.Les broches du bus I2C et de RAZconstituent une exception à cetterègle. Ces dernières possèdent uneconfiguration spécifique en raison deleur double fonction. Lors du démar-rage du processeur, toutes lesbroches se trouvent paramétrées enentrée. Une paire de registres parport (PxM1 et PxM2) déterminentensemble la configuration requise. Ilexiste, pour les fonctions analo-giques, un 3ème registre (PT0AD)chargé de découpler les E/S numé-riques totalement des brochesconcernées.Il va sans dire qu’un certain nombrede broches remplissent une fonctiondouble (pour la communication entreautres) et certaines sont prévuespour des interruptions. Il existe ungroupe de 8 ports qui peuvent êtreutilisés en tant qu’interruption declavier. Ce mécanisme est en outredoté d’un système de correspon-dance de patrons (Pattern Match),qui fait en sorte qu’il n’y ait d’inter-ruption (ou de sortie d’état de veille,wake-up) en cas d’application dupatron adéquat.Un quintet de broches possède, enplus de leur fonction d’E/S numé-rique, une fonction de comparateuranalogique. On pourra utiliser 2 com-parateurs à référence commutable(interne ou externe) et une entréecommutable en vue de comparer dessignaux et générer, en fonction durésultat de cette opération, des inter-ruptions. Il existe en outre des ver-sions dotées d’un CAN (Convertis-seur Analogique/Numérique) à 8voire 10 bits.Il faudra se rappeler, en cas d’utili-sation de la broche de RAZ, quecelle-ci remplit une double fonction.Bien qu’après mise sous tensioncette broche soit paramétrée enentrée, il faudra en surveiller le

INFORMATIONS

76 Elektor 11/2003

Figure 2. Voici comme se fait une opération de « call » vers le sous-set IAP.

(RTC = Real Time Clock), périphérique quipermet de suivre l’écoulement du tempssans avoir à sacrifier, pour ce faire, un pré-cieux temporisateur. La figure 4 en illustrele fonctionnement.

CommunicationAu niveau de la communication aussi, leP89LPC900 a été mis au goût du jour. L’unedes adjonctions les plus marquantes est laprésence d’un générateur de taux de trans-mission (baudrate-generator) distinct destinéà l’UART (Universal Asynchronous Recei-ver/Transmitter = Émetteur/Récepteur Uni-versel Asynchrone). Il fallait, auparavant,sacrifier un temporisateur pour réaliser cettefonction sachant qu’en outre cela avait pourconséquence de bloquer l’ensemble sur la fré-quence de base du dit temporisateur.L’UART possède en outre un mécanisme ditbreak-detect. Il permet, entre autres, de réac-tiver, simplement, le bootloader. Il devientainsi possible à l’utilisateur, depuis l’environ-nement de programmation, de reprogrammerle processeur sans la moindre difficulté. Lelogiciel Flash-Magic dispose d’une optionpermettant de faire cela le plus simplementdu monde.L’interface I2C respecte le standard 400 kHzet travaille en largeur d’octet (byte wide), cequi se traduit par une simplification sensibledu code pour les différents modes I2C et en lachronologie moins critique. Une machined’état (state machine) peut utiliser les codesrenvoyés par le matériel I2C. Il est possibleainsi de déterminer à quel point du transfertI2C on se trouve et quelle est l’étape suivante.Dans son manuel de l’utilisateur, Philipsdécrit dans le détail quels états correspon-dent exactement à un mode I2C donné (Mas-

niveau au cours de démarrage. Sicette broche devait se trouver enpermanence au niveau bas, le pro-cesseur se trouvera dans l’incapacitéde démarrer. Contrairement auxmicrocontrôleurs 80C51 dont ildérive, le P89LPC900 possède uneRAZ active au niveau bas !

Superviseur systèmeLe P89LPC900 est un processeur à lapointe de la technologie doté detous les accessoires imaginablesdans le domaine de la supervisionsystème. S’il fallait, par le passé, sesaigner les veines pour des circuitspériphériques remplissant les fonc-tions requises, le P89LPC900 estdoté, entre autres, d’une détectionde POR (Power On Reset = RAZ à lamise sous tension), d’une détectionde tension faible (low voltage) etd’un chien de garde (watchdog). Cedernier pourra servir, vu l’oscillateurpropre dont il est doté, de détecteurde panne d’oscillateur (oscillator-fail-detect). L’activation de ces fonc-tions n’a pas inévitablement poureffet de déclencher une RAZ, maispeut également se traduire par uneinterruption. Une RAZ logiciellepourra ensuite remplir une fonctionsimilaire.

Gestion de l’alimentationComme nous le disions plus haut, ilest possible de jouer de façon dyna-mique sur la vitesse du processeur.Il est en outre possible, dans le casd’un besoin impératif de réduireencore plus la consommation de cou-rant, de faire passer le processeur enmode ralenti (Idle) voire même de lemettre à l’arrêt (Powerdown). Dansles 2 cas, le coeur cesse de battre. Ladifférence est qu’en mode ralenti, lespériphériques continuent de tra-vailler, alors qu’à l’arrêt tout est,comme le suggère la dénomination,arrêté. Il existe également des diffé-rences au niveau des sources pou-vant réactiver le processeur. Ainsi,en mode ralenti, un temporisateurest en mesure de rendre vie à l’en-semble, alors qu’en mode arrêt,seule une interruptionclavier/externe ou comparateur peutarriver au même résultat. Notonsqu’en mode arrêt l’oscillateur duchien de garde peut continuer de

fonctionner bien que cela augmentelégèrement la consommation de cou-rant.

Temporisateurs et compteursLe P89LPC900 possède les fameuxtemporisateur/compteur 0 (timer/counter 0) et temporisateur/comp-teur 1 (timer/counter 1) que l’onretrouve plus ou moins en standardsur chaque 8051 et dérivé. La nou-veauté est que ces temporisateursconnaissent un nouveau mode, lemode 6 que l’on peut utiliser en MLIdu pauvre (poor man’s PWM qu’ilsappellent ça outre-Atlantique). Lesregistres THx et TLx déterminent àeux deux la fréquence et le rapportcyclique (duty-cycle). Notons cepen-dant qu’il existe certains types de ceprocesseur, le P89PLC932 parexemple, à posséder une unité decapture/comparaison très sophisti-quée ayant une résolution de 16 bitset une PLL 32x (cf. figure 3). Dansces conditions l’utilisateur possède4 sorties de comparaison capables detoutes les formes de signal imagi-nables et 2 entrées de capture. L’unedes applications envisageables de cemodule est la commande de moteurspas à pas ou d’un pont en H. Uneentrée d’Interruption (Break) filtréepermet d’intervenir au niveau maté-riel en vue, par exemple, d’arrêterinstantanément le moteur pas à pas.En standard, le P89LPC900 possèdeoutre les temporisateurs/comp-teurs, d’une horloge en temps réel

INFORMATIONS

7711/2003 Elektor

Figure 3. L’utilisateur d’un P89LPC932 dispose de 4 sorties de comparateur et de 2 entréesde capture.

ter transmit/receive, Slave transmit/receive).À noter que l’interface est compatible avecles précédentes telles que, par exemple, leP8xC554.On trouve également une interface SPI. Il estpossible ainsi de communiquer à une vitessede 3 Mbits avec divers autres périphériquesSPI populaires. L’interface SPI peut être para-métrée en maître ou en esclave.

InterruptionsUn nombre important d’interruptions (c’ensont pas moins de 15 dans le cas d’unP89LPC932) peut être mis à contribution demanière à faire tourner un programme le plusconfortablement possible. Les interruptionsconnaissent, en standard, une certaine prio-rité, mais l’utilisateur a également la possibi-lité de les répartir sur 4 niveaux différents. Ilest possible de procéder à une activation (oudésactivation) individuelle ou globale des dif-férentes interruptions.

Outils de développement.Le P89LPC900 possédant toujours encore uncoeur 80C51 il reste possible d’utiliser unassembleur ou un compilateur des débuts del’ère des microcontrôleurs pour écrire des pro-grammes devant tourner sur les processeursde cette famille. Tout ce qui change c’est l’in-dispensable fichier de registre, fichier que estpeut-être déjà créé par la source (le fabricant)de l’assembleur/compilateur ou qu’il est pos-sible, sans gros problème, d’écrire soi-même.Le site de Esacademy propose depuisquelque temps un outil, « Code-Architect ».Cet outil est en mesure, de générer, en ligne,du code pour différents périphériques sanspour autant avoir à consulter la fiche decaractéristiques. Ce code peut ensuite êtretraité par le biais d’un compilateur C.Bien que tous les membres de la famille

P89LPC900 soient disponibles enFlash, et qu’il est partant facile demodifier le code, un émulateur ensite (ISE = In-System Emulator) per-met de réduire très sensiblement ladurée de développement et d’éviterbien des déboires. Il existe plusieurssources d’émulateurs pour cecontrôleur dont Philips, ESS et Keil.Le plus surprenant d’entre eux estcelui de Keil. Pour 199 € seulement,Keil fournit un émulateur complet, ycompris un compilateur C limité àune taille de 4 Koctets pour le fichiersource. Tous ces outils sont dotésd’une connexion USB de sorte qu’ilest possible, dans une certainemesure, de se passer d’adaptateurd’alimentation.Les amateurs pour qui cet investis-sement est trop lourd, ne manque-ront pas d’être très intéressés par leprojet qui fera l’objet du secondarticle de cette série.

La familleLe nombre de membres de la familleP89LPC900 croît très rapidement. Àpremière vue il semblerait que Phi-lips ait choisi de se nicher, avec leP89LPC900, dans le segment descontrôleurs à 28 broches maximum(il existe déjà différents contrôleursFlash dans le segment supérieur),pour ensuite s’attaquer ensuite auxtypes plus sophistiqués. Dans sa« feuille de route », Philips a descontrôleurs dotés de périphériques« spéciaux » tels que CAN et USB.Les versions à 8 broches ne man-quent pas d’attirer l’attention. Phi-lips a décidé de mettre toute unesérie de versions à 8 broches sur le

marché. L’inconvénient de cetteapproche est qu’un nombre debroche aussi limité n’offre que peude choix au niveau des périphé-riques. Les différents types proposésse caractériseront ainsi par la com-binaison de périphériques offerte.Philips a indubitablement bien faitde mettre sur le marché desvariantes ayant les mêmes (voireplus de) fonctionnalités que le trèspopulaire P87LPC76x, qui n’existequ’en version OTP et qu’elles peu-vent ainsi remplacer.

Le P89LPC900 existe en différentesversions de boîtier, l’accent étantmis sur la compacité avec lesmodèles TSSOP (9,8 x 6,6 mm seule-ment en version à 28 broches). Latechnologie utilisée, 0,35 µm, et lapossibilité de reprogrammation insitu n’y sans doute pas pour rien. Ilexiste cependant, des boîtiers pluspratiques lorsqu’il s’agit d’expéri-menter. Dans le projet décrit dans lesecond article, nous utiliserons uncomposant en boîtier LPCC28.

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Sites Internet intéressants

www.philipsmcu.comLes contrôleurs 80C51 de Philips etquantité d’informations addition-nelles telles que notes d’applicationet accès au Foprum

www.esacademy.com(Embedded Systems Academy)Outils pour le 80C51 tels que Flash-Magic et Code-Architect

www.altium.comCompilateur C, possibilité de télé-chargement de logiciels de démons-tration jusqu’à 2 Koctets de code

www.keil.comCompilateur C, possibilité de télé-chargement de logiciels de démons-tration jusqu’à 2 Koctets de code

www.pds51.comOutils matériels pour le 80C51

www.raisonance.comOutils pour le 80C51

INFORMATIONS

78 Elektor 11/2003

Figure 4. L’horloge en temps réel présente en standard surveille le déroulement du temps.