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L ’Electronique Haute L ’Electronique Haute Fréquence:Fréquence:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
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SOMMAIRE (1):
•1. Introduction.1. Introduction.
•2. Adaptation des impédances.2. Adaptation des impédances.
•3. Les circuits de couplage.3. Les circuits de couplage.
•3.1. Méthode générale.3.1. Méthode générale.
•3.2. Les réseaux en L.3.2. Les réseaux en L.
•3.3. Les réseaux à 3 éléments.3.3. Les réseaux à 3 éléments.
•3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH.3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH.
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SOMMAIRE (2):
•4. Les quadripôles amplificateurs en HF.4. Les quadripôles amplificateurs en HF.
•4.1. Le transistor bipolaire.4.1. Le transistor bipolaire.
•4.2. Le transistor FET.4.2. Le transistor FET.
•5. Pratique des amplificateurs HF.5. Pratique des amplificateurs HF.
•5.1. Amplificateurs HF petits signaux.5.1. Amplificateurs HF petits signaux.
•5.2 Amplificateurs HF de puissance.5.2 Amplificateurs HF de puissance.
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1. Introduction:1. Introduction:
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Introduction:La HF:Introduction:La HF:
L’appellation des fréquences à été définie en 1953 par un organisme international de normalisation appelé le CCIR (Comité Consultatif International des Radiocommunications) de la façon suivante :
•TBF : très basses fréquences jusqu'à 30 kHz,•BF : basses fréquences jusqu'à 300 kHz,•MF : moyennes fréquences jusqu'à 3 MHz,•HF : hautes fréquences jusqu'à 30 MHz,•VHF : très hautes fréquences jusqu'à 300 MHz,•UHF : ultra hautes fréquences jusqu'à 3 GHz,•SHF : supra hautes fréquence ou hyperfréquences jusqu'à 30 GHz,•EHF : extra hautes fréquence jusqu'à 3000 GHz
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•RAPPEL:•Zrésistance = constante fréquence,•Zinductance = f(fréquence),•Zcondensateur = f(1/fréquence).
•EN HF:•suivant la fréquence un condensateur pourra très bien se comporter comme une inductance !•Voici par exemple le circuit équivalent HF d’une résistance :
Introduction: Les composants passifs:Introduction: Les composants passifs:
L LR
C
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Introduction: Influence des fils ou des Introduction: Influence des fils ou des pistes:pistes:•Les fils ou les pistes on un comportement inductif.
•Leur inductance peut-être déterminée par la formule suivante:
75,0
4log3,2002,0
d
llL
L = inductance en H
l = longueur du fil en cm
d = diamètre du fil en cm
•Application :Une résistance de 10 k à couche métallique est représentée par son schéma équivalent de la figure précédente. Les pattes ont une longueur de 1,27 cm et ont un diamètre de 0,1628 cm. La capacité parasite C est égale à 0,3 pF. Calculer l’impédance de l’ensemble à 200 MHz. R(200MHz) = 2.6 K
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Introduction: Effet de peau:Introduction: Effet de peau:
•En basse fréquence, un conducteur utilise toute sa section pour permettre le transfert des électrons.•Lorsque la fréquence augmente, le champ magnétique au centre du conducteur augmente.•Les porteurs sont ainsi “ poussés ” vers la périphérie.•Le résultat est une augmentation de la résistance du conducteur.•Ainsi pour le cuivre la “ profondeur de peau ” est de:
• 8,5 mm à 60 Hz • 0,07 mm à 1 MHz !
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2. Adaptation des 2. Adaptation des impédances:impédances:
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Adaptation des impédances:Adaptation des impédances:
•En HF, les impédances d’entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs ne sont plus réelles mais complexes.•S’il n’y a pas adaptation entre la source et la charge, il y a bien sûr perte de puissance.•Et lorsque les puissances sont importantes, il y a destruction du quadripôle amplificateur.
•Il faut alors adapter les impédances d ’entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs pour
avoir un meilleur rendement de puissance entre la source et la charge.
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Adaptation de puissanceAdaptation de puissance
Zg I1
V1
+
-Vg
ZL=RL+jXL
• Puissance fournie à une charge ZL par un générateur d’impédance Zg
22
2
2
*2*11
2)4/1()4/1()()2/1(
gLgL
Lg
gL
LLgf
XXRR
RV
ZZ
ZZVIVReP
• Si RL > 0 et Rg > 0 la puissance maximale fournie à la charge par le quadripôle
est obtenue pour :
Zg=Rg+jXg
gLgLgL ZZsoitXXetRR
et est notée puissance disponibleL
gd R
VP
8
2
0 1 2 3 4 5
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
RL/R
G
Pf/(V
g2/8R
g)
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Adaptation de puissance: RésuméAdaptation de puissance: Résumé
E ZL
ZG•E: générateur sinusoïdal•ZG: impédance interne•ZL: impédance de charge
GGG
LLL
jXRZ
jXRZ
•Le générateur fournit le maximum de puissance à la charge si:
ou avec
*GL ZZ
GR
EP
*4
2
max *LG ZZ
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Adaptation de puissance: Généralité:Adaptation de puissance: Généralité:
Zg
E
Circuit decouplaged’entrée
Quadripôle
amplificateur
Circuit decouplagede sortie
Zu
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Adaptation de puissance: Généralité:Adaptation de puissance: Généralité:
Zg
E
Zu
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Adaptation de puissance: Exemple:Adaptation de puissance: Exemple:
•Soit à adapter une source de 100 à une charge de 1k :
RS100
RL1k
L1j300
C1-j333
V1VSIN E ZU
ZG
)31(*10031
1000
3331000
1
1000
1
300100
1
1
jjjXjR
RZ
jjXRZ
CL
LU
LSG
On a bien:
*UG ZZ
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3. Les circuits de 3. Les circuits de couplage:couplage:
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3.1. Méthode 3.1. Méthode générale:générale:
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Les circuits de couplage: Méthode Les circuits de couplage: Méthode générale de calcul des réseaux d ’adap.:générale de calcul des réseaux d ’adap.:
•Quelle que soit la configuration initiale des impédances à adapter et du circuit de couplage, le principe de calcul sera toujours le même :
ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en série,
ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en parallèle.
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Adaptation par la configuration Adaptation par la configuration série:série:
R1s = R2S
et
jXS = j(X1S + X2S + ....) = 0
•les réactances XS, X1S, X2S, etc., étant prises avec leur signe propre :
•positif pour une inductance (jL),•négatif pour une réactance capacitive (-j/C).
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Adaptation par la configuration Adaptation par la configuration parallèle:parallèle:
R1P = R2p
et
0...2
1
1
11
ppp jXjXjX
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Tableau de transformation: Série => Tableau de transformation: Série => parallèle:parallèle:
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Tableau de transformation: Parallèle Tableau de transformation: Parallèle => série:=> série:
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3.2. Les réseaux en L:3.2. Les réseaux en L:
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Les réseaux en L:Les réseaux en L:
VE RS L
RLC
(A) Passe-bas
VE RS L
RLC
(B) Passe-bas
VE RS
L RLC
(C) Passe-haut
VE RS
LRL
C
(D) Passe-haut
RL > RS
RL > RS
RL < RS
RL < RS
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Utilisation des réseaux en L: Exemple: Utilisation des réseaux en L: Exemple: 1ière méthode:1ière méthode:•Calculer un circuit en L qui devra adapter une source [RS] de 100 à une charge [RL] de 1k à 100MHz. Le circuit devra permettre le passage de la composante continue de la source vers la charge.•On prendra alors le circuit (A) Passe-bas:
RL > RS
•Il faut que:
•RL ’ = RS = 100, d ’où = 3, C ’= 5.3 pF, et donc C = 4.8 pF
•jLw + 1/(jC ’w) = 0, d ’où L = 477 nH.
C'LVE
RS
RL'
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Utilisation des réseaux en L: 2ième Utilisation des réseaux en L: 2ième méthode:méthode:
RS XS
XP RPV1
•En généralisant l ’exemple précédent: avec X réactance capacitive ou inductive:
1S
PPS R
RQQ
S
SS R
XQ
P
PP X
RQ
•En reprenant l ’exemple:
•QS = QP = 3
•XS = 300 et XP = 333
•D ’où L = XS/w = 477 nH et C = 1/(w* XP) = 4.8 pF
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Cas des sources et charges complexes: Cas des sources et charges complexes: Adaptation par absorption:Adaptation par absorption:
V1
RS100
LS j126CL
2pFRL1k
Réseau
d'adaptation
l’absorption : les réactances de la charge et de la source sont “ absorbées ” par le circuit d’adaptation.
•Soit L = L’ + LS et C = C’ + CL.
•Calcul de LS pour f = 100 MHz: LS = 200 nH.
•On remarquera que ce montage est similaire à l ’exemple précédent puisqu’on a le même QS = QP = 3 (qui dépendent de RL et RS).
•D ’où L = 477 nH et C = 4.8 pF
C’L’ •Et finalement:
•L’ = 277 nH
•C’ = 2.8 pF.
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Cas des sources et charges complexes: Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (1):Adaptation par résonance (1):
la résonance : toutes les réactances de la source et de la charge sont éliminées par résonance (réactances de signe opposé).
V1
RS50
CL
40pFRL600
Réseau
d'adaptation
•Soit à adapter la charge et la source du circuit
suivant à 75 MHz:
ETAPE 1: élimination par résonance parallèle:
L1 = 1/(w^2*CL) = 112.6 nH
+
CL
40pF
L1
?
RL
600
RS 50
V1L
384nH
C12.8pFRéseau d'adaptation
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Cas des sources et charges complexes: Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (2):Adaptation par résonance (2):
ETAPE 2: Choix du réseau d ’adaptation en L: Passe-
haut avec RL > RS.
•XS = RS* QS = 50*3.32 = 166
•D ’où C = 1/(w* XS) = 12.8 pF
32.3150
6001
S
LPS R
RQQ
•En utilisant la deuxième méthode:
•XP = RL/ QP = 600/3.32 = 181
•D ’où L = XP/w = 384 nH
+
CL
40pF
L1
112.6nH
RL
600
RS 50
V1L
?
C?
30
Cas des sources et charges complexes: Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (3):Adaptation par résonance (3):
D ’où le montage final:
ETAPE 3: Simplification du montage. +
CL
40pF
L1
112.6nH
RL
600
RS 50
V1L
384nH
C12.8pF
L et L1 sont en parallèle.
On trouve Lpar = 87nH
+
CL
40pF
RL
600
RS 50
V1Lpar
87nH
C12.8pF
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3.3. Les réseaux à 3 3.3. Les réseaux à 3 éléments:éléments:
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Réseaux à trois éléments: Montages Réseaux à trois éléments: Montages types (1):types (1):
•Avantage : on peut agir sur le facteur Q (et donc la bande passante) indépendamment de RS et RL.•Voici les réseaux les plus utilisés ainsi que les formules permettant de les calibrer :
Réseau (A):
Q
RSXC 1
RLRS
Q
RLRSRLXC
)1(
*2
2
12
**
2
QXC
RLRSRSQ
XL
RL > RS
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Réseaux à trois éléments: Montages Réseaux à trois éléments: Montages types (2):types (2):
Réseau (B):
QRSXL *1
BRLXL *2
BQ
AXC
1
1 2
RL
AB
QRSA
QRSXL *
ARLXC *2
AQ
BXC
1
21
1
QRSB
RL
BA
Réseau (C):
RL > RS
RL > RS
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Réseaux à trois éléments: Montages Réseaux à trois éléments: Montages types (3): Remarque importante:types (3): Remarque importante:
•Cas où RL < RS:
•On utilisera les mêmes réseaux en effectuant une symétrie entre l ’entrée et la sortie.
•Il faut alors remplacer RL par RS et RS par RL dans les formules.
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Réseaux à trois éléments: Exemple (1):Réseaux à trois éléments: Exemple (1):
•On désire adapter l’impédance d’entrée du transistor bipolaire de puissance de référence 2N5642 à celle d’un générateur 50. L’adaptation doit être réalisée à la fréquence de 175MHz. On utilisera le réseau (C), en fixant Q = 10.
+
CL
200pF
RL
2.6
RS 50
V1
Réseau d'adaptation
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Réseaux à trois éléments: Exemple (2):Réseaux à trois éléments: Exemple (2):
ETAPE 1: élimination de CL par résonance parallèle
avec L ’:
L ’ = 1/(w^2*CL) = 4.14 nH
+
CL
200pF
L'
?
RL
2.6
RS 50
V1L
?
C?Réseau d'adaptation
ETAPE 2: symétrie du réseau (C) puisque RL < RS:
+
CL
200pF
L'
4.14nH
RL
2.6
RS 50
V1
LC2
C1
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Réseaux à trois éléments: Exemple (3):Réseaux à trois éléments: Exemple (3):
+
CL
200pF
L'
4.14nH
RL
2.6
RS 50
V1
L 23.6nHC28.82pF
C127.5pF
QRLXL *
ARSXC *2
AQ
BXC
1
21
1
QRLB
RS
BA
•Calcul des éléments:
26XL
1.1032XC
08.331XC
6.262
062.2
B
A
•D ’où L = XL/w = 23.6 nH
•D ’où C1 = 1/(w* XC1) = 27.5 pF
•D ’où C2 = 1/(w* XC2) = 8.82 pF
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3.4. Utilisation de 3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH:l ’abaque de SMITH:
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Abaque de Smith: Manipulation des Abaque de Smith: Manipulation des impédances:impédances:
Exemple :
Soit une impédance: Z = 0.5 + j0,7 on rajoute une réactance capacitive de –j1,0
+Xs
-Xs Soit une impédance: Z = 0.8 – j1,0 on rajoute une réactance inductive de j1,8
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Abaque de Smith: Manipulation des Abaque de Smith: Manipulation des admittances:admittances:
Exemple :
Soit une admittance : Y = 0,2 –j0,5 on rajoute une susceptance capacitive de +j0,8^-1
+Bp
-Bp
Soit une admittance : Y = 0,7 +j0,5 on rajoute une susceptance inductive de –j1,5^-1
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Abaque de Smith: Exemple 1:Abaque de Smith: Exemple 1:
•A l’aide l’abaque de SMITH, donner la valeur de l’impédance Z du circuit suivant :
R = 1
jX = 1
-jB = 0,3
-jX = 1,4
+jB = 1,1
jX = 0,9
Z
On trouve Z = 0.2 + j 0.5
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Abaque de Smith: Exemple 2 (1):Abaque de Smith: Exemple 2 (1):
•A l’aide de l’abaque de SMITH, concevoir un circuit de couplage à deux éléments pour adapter une source ZS de 25 –j15 à une charge ZL de 100 -j25 à 60MHz. Le circuit devra également se comporter comme un filtre passe-bas.
•On en déduit alors le réseau suivant:
ZL
100-j25
ZS 25-j15
V1
L
C
|ZL| > |ZS|
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Abaque de Smith: Exemple 2 (2):Abaque de Smith: Exemple 2 (2):
•Calculs:•Les valeurs des impédances sont trop grandes pour les placer sur l ’abaque de Smith.•Il faut alors normaliser ces valeurs.•On prendra une valeur de normalisation de 50:
•ZSn = ZS / 50 = 0.5 - j 0.3 •ZLn = ZL / 50 = 2 - j 0.5
•On place sur l ’abaque de Smith les points représentants ZLn et ZSn* pour l ’adaptation de puissance.•On trace le chemin pour aller de ZLn à ZSn* selon la nature du réseau.•Chemin admittance AB: XCn = 1 / (0.85 - 0.12) = 1 / 0.73 = 1.37 •Chemin impédance BC: XLn = (0.3 - (-0.9)) = 1.2
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Abaque de Smith: Exemple 2 (3):Abaque de Smith: Exemple 2 (3):
•Soient en valeurs réelles (non normalisées):•XC = XCn * 50 = 68.5 •XL = XLn * 50 = 60
•D ’où C = 1/(w* XC) = 38.7 pF
•D ’où L = XL/w = 159 nH
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4. Les quadripôles 4. Les quadripôles amplificateurs en HF:amplificateurs en HF:
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4.1. Le transistor 4.1. Le transistor bipolaire:bipolaire:
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Le transistor bipolaire: Schéma Le transistor bipolaire: Schéma équivalent en régime dynamique:équivalent en régime dynamique:RAPPEL DE 1ière ANNEE :
•vbe = h11e ib + h12e vce
•ic = h21e ib + h22e vce
On en déduit alors sa représentation électrique :
h11e
h12evce
1/h22eh21eib
vbe
Tvce
ib
ic
vce
ic
vbe
ib
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Le transistor bipolaire: Détermination Le transistor bipolaire: Détermination mathématique des paramètres hybrides:mathématique des paramètres hybrides:
Pour l’entréePour l’entrée::vbe = h11e ib + h12e vce
peut aussi s ’écrire :
CEBBE dV dI dV
CE
BE
B
BE
V
V
I
V
constant V à h h CEi11
B
BE
I
V
constant. I à h h Br12
CE
BE
V
V
Avec:
Et:
Pour la sortiePour la sortie::ic = h21e ib + h22e vce
peut aussi s ’écrire :
CEC
BC
C dV I
dI I
dI
CEB VI
constant V à h h CEf21
B
C
I
I
constant. I à h h B022
CE
C
V
I
Avec:
Et:
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Le transistor bipolaire: Détermination Le transistor bipolaire: Détermination graphique des paramètres hybrides:graphique des paramètres hybrides:
IC
VCE
VBE
IB
ICo
IBo VCEo
VBEo
hh21e21e hh22e22e
hh11e11e hh12e12e
Admittance de sortie:Admittance de sortie:h22e = ic/vce pour ib = 0
Impédance d’entrée:Impédance d’entrée:h11e = vbe/ib pour vce = 0
Réaction sortie-entrée:Réaction sortie-entrée:h12e = vbe/vce pour ib = 0
Gain dynamique en courant:Gain dynamique en courant:h21e = ic/ib pour vce = 0
50
Le transistor bipolaire: Schéma Le transistor bipolaire: Schéma équivalent de Giacoletto pour la HF:équivalent de Giacoletto pour la HF:
RCE
RBB' CB'C
CB'ECurrent Source
gm*vB'Eh21e*RB'E
B
E
C
E
B'
Avec:
RB’E = h11e / h21e
RCE = 1 / h22e
gm = h21e / h11e
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Le transistor bipolaire: Signification Le transistor bipolaire: Signification physique des éléments (Giacoletto):physique des éléments (Giacoletto):CB’E : c’est une capacité de diffusion analogue à la capacité de diffusion d’une diode polarisée en direct. Elle est proportionnelle au courant qui traverse la jonction base émetteur.•CB’C : c’est une capacité de transition analogue à la capacité de transition d’une diode polarisée en inverse. Elle est proportionnelle à la tension VB’C et à l’aire S de la jonction. Sa valeur est de l’ordre de quelques picofarad pour les transistors de faible puissance jusqu'à quelques centaines de picofarad pour les transistors de puissance.•RBB’ : c’est la résistance de l’élément semi-conducteur entre l’électrode B et le point interne B’ se trouvant à la limite de la jonction de l’émetteur.
•On constate qu’à cause des capacités, les courants et tensions du transistor deviennent complexes. Le coefficient d’amplification en
courant h21e dépend alors de la fréquence.
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Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (1):du gain en courant en court-circuit (1):•Pour la calculer, on court-circuite la sortie : ce qui signifie que l’on connecte une charge nulle entre le collecteur et l’émetteur.
RCE
RBB' CB'C
CB'ECurrent Source
gm*vB'Eh21e*RB'E
B
E
C
E
B'
•Après calculs et simplifications telles que:•RBB’ << ((h21e*RB’E) // CB’E),•CB’C << CB’E,
•On obtient:
53
Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (2):du gain en courant en court-circuit (2):
EBEB
EBEBc
CRw
ww
jwCRjG
''
''
**
1
1****1
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Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (3):du gain en courant en court-circuit (3):•Traçons alors le gain de Gc:
f f f
|GC|
h21e
1
f = fréquence limite de h21e.
fT = fréquence de transition du transistor (|GC| =1) h21ef
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Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (4):du gain en courant en court-circuit (4):
•La fréquence de transition fT du transistor est très facile à mesurer et ce n’est pas un hasard si on la retrouve dans tous les datasheets de transistors.
•Remarque :•Le schéma équivalent de Giacoletto ne décrit correctement le fonctionnement du transistor que pour des fréquences inférieures à 0,5fT.
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Etude d ’un montage émetteur commun Etude d ’un montage émetteur commun en HF:en HF:•Cherchons à déterminer le gain en tension AV = v0/eG pour le montage suivant :
Q1
RB RC
CS
RU
CERG
EG
VCC
vo
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Etude d ’un montage émetteur commun Etude d ’un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (1):en HF: Schéma équivalent en HF (1):
RCE
RBB' CB'C
CB'ECurrent Source
gm*vB'Eh21e*RB'E
B'
RC RURB
RG
eGvB'E v0
En simplifiant:
RL
CB'C
CB'ECurrent Source
gm*vB'Eh21e*RB'E
B'
R'G
vGvB'E v0
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Etude d ’un montage émetteur commun Etude d ’un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (2):en HF: Schéma équivalent en HF (2):
Le problème consiste maintenant à trouver le moyen de rompre la liaison directe entre la sortie et l’entrée. Pour cela on applique le
théorème de MILLER :
59
Le théorème de MILLER:Le théorème de MILLER:
Z
Q
IE I1
I I
I2 IS
VE VS
Q
IE I1 I2 IS
VE VSZ2Z1
I I
On a:
•IE = I1 + I
•IS = I2 - I
On a:
•VE - VS = ZI
•A = VS / VE
D ’où:
•Z1 = Z / (1 - A)
•Z2 = Z * A / (1 - A)
60
Application du théorème de MILLER Application du théorème de MILLER au montage précédent (1):au montage précédent (1):
On « coupe » alors en CB’C, et on obtient:
RLCeCurrent Source
gm*vB'Eh21e*RB'E
B'
R'G
vGvB'E v0Cs
Avec:
•Ce = CB’E + CB’C (1 - A)
•Cs = CB’C * (1 - A) / A = CB’C
61
Application du théorème de MILLER Application du théorème de MILLER au montage précédent (2):au montage précédent (2):
Et en simplifiant:
Avec:
•Ze = Ce // (h21e*RB’E)
•Zs = Cs // RL
ZsCurrent Source
gm*vB'EZe
R'G
vGvB'E v0
D ’où:
Bg
B
eg
sem
g RR
R
ZR
ZZg
e
vAv
**
'0
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4.2. Le transistor à effet 4.2. Le transistor à effet de champ:de champ:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
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Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (1):équivalent en régime dynamique (1):•Comme le transistor bipolaire, le FET est un quadripôle. On montre qu’il peut être décrit par ses paramètres admittances :
•ig = y11 vgs + y12 vds
•id = y21 vgs + y22 vds
•Remarquons que les paramètres y11 et y12 ne peuvent être déduites des caractéristiques puisque celles-ci n’existent pas ! C’est le constructeur du FET qui les fournit (datasheet). Notons également que ces paramètres n’interviennent qu’en haute fréquence.
•Dans notre cas, on supposera y11 = y12 0 Siemens.
•Par contre, les paramètres y21 et y22 peuvent être déterminés:
64
Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (2):équivalent en régime dynamique (2):
•y21 est appelée la transconductance du FET et s’exprime en A/V:
•y22 est appelée conductance de sortie du FET et s’exprime en Siemens ou -1:
65
Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (3):équivalent en régime dynamique (3):
1/y22sy21svgs
vds
id
vgs
vds
ig 0
id
Jvgs
ig 0
66
Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en HF:équivalent en HF:
CGS
CGD
gm.vgsvgs
G
S S
D
RDS
Les méthodes de calcul utilisées pour le transistor bipolaire restent valables pour le FET.
67
5. Pratique des 5. Pratique des amplificateurs HF:amplificateurs HF:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
68
La pratique des amplificateurs HF:La pratique des amplificateurs HF:
•Le schéma équivalent HF du transistor est difficilement utilisable pour un amplificateur à un étage.•Les calculs deviennent fastidieux lorsque l’on utilise plusieurs transistors.•Il est bien évident que les concepteurs de circuits HF utilisent des méthodes plus rapides et plus efficaces.•Nous présentons donc ci-après les aspects principaux à prendre en compte lors de la conception d’un amplificateur HF.•Nous distinguerons deux cas :
l’amplification petits signaux,
l’amplification grands signaux ou de puissance.
69
5.1. Amplificateurs HF 5.1. Amplificateurs HF petits signaux:petits signaux:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
70
Amplificateurs HF petits signaux:Amplificateurs HF petits signaux:
•Les constructeurs de transistors HF utilisent pour décrire le comportement HF du composant:
•soit les paramètres y: matrice admittance,•soit les paramètres s: scattering (distribution) parameters.
•Exemple: le datasheet du transistor 2N5179.•Précisons que du fait de la difficulté d’obtenir des mesures fiables au dessus de 150 MHz en ce qui concerne les paramètres y, on trouve plus fréquemment les paramètres s dans les datasheet.
71
Description par les paramètres Description par les paramètres admittance:admittance:
•I1 = y11eV1 + y12eV2
•I2 = y21eV1 + y22eV2
•Comme on l’a vu précédemment, des capacités parasites apparaissent en parallèle avec les éléments purement résistifs du schéma en paramètres hybrides.•Il est alors plus commode d’introduire les paramètres admittance bien adaptés aux circuits en parallèle.
72
Description par les paramètres Description par les paramètres admittance: Correspondance en HF:admittance: Correspondance en HF:
EBBB
BBCBe
EBBBe
EBBB
CBe
EBBB
EBe
yR
gmRjCy
yR
gmy
yR
jCy
yR
yy
''
''22
''21
''
'12
''
'11
11
1
1
1
73
Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Approche:distribution: Approche:
•Au delà de 150 MHz, il devient impossible de mesurer certain des paramètres y.•En effet, on ne parvient plus à réaliser V1 ou V2 = 0 car les court-circuits présentent des composantes inductives et capacitives.•Pour cela on préfère utiliser les paramètres s:•POURQUOI ?:
•Les paramètres s sont définis à partir des conditions d’interférence des ondes dans un quadripôle:
•Les coefficients a1 et a2 représentent les ondes incidentes•alors que b1 et b2 représentent les ondes réfléchies.
74
Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Définition (1):distribution: Définition (1):•On a alors un nouveau quadripôle:
•b1 = s11 a1 + s12 a2
•b2 = s21 a1 + s22 a2
75
Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Définition (2):distribution: Définition (2):
02
112
01
221
02
222
01
111
1
2
1
2
a
a
a
a
a
bs
a
bs
a
bs
a
bs Coefficient de réflexion en entrée
pour la sortie adaptée (ZL = Z0)
Coefficient de réflexion en sortie pour l’entrée adaptée (ZS = Z0)
Coefficient de transmission directepour la sortie adaptée (ZL = Z0)
Coefficient de transmission inversepour l’entrée adaptée (ZS = Z0)
76
Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Définition (3):distribution: Définition (3):
•En conséquence si a2 = 0, ce qui signifie que la sortie du quadripôle est adaptée, alors S11 = b1/a1 est le coefficient de réflexion vu à l’entrée et S21 = b2/a1 est le coefficient de transmission de l’entrée à la sortie.
•De même si a1 = 0, ce qui signifie que l’entrée du quadripôle est adaptée, alors S22 = b2/a2 est le coefficient de réflexion vu à la sortie et S12 = b1/a2 est le coefficient de transmission de la sortie vers l’entrée.
77
Coefficient de réflexion (1):Coefficient de réflexion (1):
•EXEMPLE:
78
Adaptation de puissance avec Adaptation de puissance avec coefficients de réflexion:coefficients de réflexion:
Zg
E
Circuit decouplaged’entrée
Quadripôle
amplificateur
Circuit decouplagede sortie
Zu
•Dans le cas d’une adaptation d’impédance où ZL doit être remplacée par ZL*, Γ devient Γ* si Z0 est réel !
79
Pour en savoir plus:Pour en savoir plus:
Définition des ondes généraliséesDéfinition des paramètres SIntérêt des paramètres S ?
http://www.emic.ucl.ac.be/Courses/ELEC2700_HYPERFR/MatriceS_Rappels_Hyperf.pdf
80
avec Rci = Re{Zci}
où: ai est l’onde incidente à l’accès “i”bi est l’onde réfléchie à l’accès “i”Zci est l’impédance de référence au port “i”
• Les impédances de références sont choisies arbitrairement mais pourraient être prises égales aux impédances caractéristiques des lignes de transmission incidentes aux accès
• L’onde réfléchie s’annule à l’ “adaptation conjuguée”, c-à-dire lorsque l’impédance que présente le quadripole à l’accès i est égale au conjugué de l’impédance de référence Zci :
Zin i = Vi / Ii = Z*ci
I1 I2
V1 V2
ciiciii
ciiciii
RIZVb
RIZVa
2/)(
2/)(*
Définition des ondes généralisées
http://www.emic.ucl.ac.be/Courses/ELEC2700_HYPERFR/MatriceS_Rappels_Hyperf.pdf
81
• Les paramètres S décrivent complètement un quadripole
• Les paramètres S sont obtenus comme
• Si l’impédance caractéristique de référence est réelle adaptation conjuguée = adaptation ligne
iciiiciiciii IZVaRIZVa 02/)(
2221212
2121111
aSaSb
aSaSb
aSb
0222201221
0211201111
12
12
//
//
aa
aa
abSabS
abSabS
Sij est obtenu en connectant à l’accès j une charge ZLj = Zcj
c’est-à-dire une charge « adaptée au sens ligne » à l’impédance de référence
Définition des paramètres S
S11
a1
S22
S21
S12
b2
a2b1
graphe de transfert associéI1 I2
V1 V2ZL1 ZL2
ciiciii
ciiciii
RIZVb
RIZVa
2/)(
2/)(*
avec
ou
82
• La puissance fournie à l’accès i est
• Si Rci > 0, et qu’une source d’impédance Zg = Zci est placée à l’accès i, la puissance disponible à l’accès “i” est
•La matrice de répartition est reliée aux coefficients de réflexion de façon immédiate si on suppose les impédances de référence réelles (ex. lignes d’accès à faibles pertes):
Zci = Zci* = Rci
22*)( iiiifi baIVReP
2ia
ciiciii
ciiciii
RIRVb
RIRVa
2/)(
2/)(
i
ciiin
ciiin
icii
iciiaiiii RZ
RZ
IRV
IRVabS
ij
)(
)(
)(
)(/ 0
S11/22 est le facteur de réflexion (au sens ligne, et référencé à Zci) obtenu à l’entrée/sortie du quadripôle lorsque sa sortie/entrée est chargée par une
impédance Zcj (condition pour que aj soit nul)
Intérêt des paramètres S ?
(Pdisp correspond à Zin i = Zg * = Zci
* , donc bi = 0)
83
Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Mesures (1):distribution: Mesures (1):
La mesure de ces paramètres est plus aisée que celle des paramètres y.Toutefois, il faut disposer d’un analyseur de réseau qui est un instrument de mesure coûteux.
La représentation des coefficients de réflexion est très aisée sur l’abaque de Smith.C’est pourquoi l’utilisation des paramètres s ne saurait se concevoir sans cet outil graphique.
84
Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Mesures (2):distribution: Mesures (2):
85
Correspondance entre les paramètres s Correspondance entre les paramètres s et y:et y:
86
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]: en petits signaux: Stabilité en [y]:
•UTILISATION DES PARAMETRES y:
•RAPPEL:•La fonction de transfert d’un émetteur commun HF est du 2ème ordre.•Ceci signifie pratiquement que le montage amplificateur peut se mettre à osciller.
•En fait le paramètre qui explique ce phénomène est le paramètre y12
dû physiquement à la capacité CB’C qui “ réinjecte ” une fraction de la tension de sortie à l’entrée du transistor créant ainsi une réaction.•En conception, il est donc nécessaire de s’assurer de la stabilité du montage.•Pour cela on calcule le facteur de stabilité de Linvill donné par :
87
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]:en petits signaux: Stabilité en [y]:
)(2 21122211
2112
yyegg
yyC
•Si C < 1 le transistor est dit inconditionnellement stable.•Si C > 1, on devra utiliser des méthodes qui:
•soit annulent l’influence de y12: neutrodynage, de moins en moins utilisé,•soit diminuent le gain du dispositif: désadaptation entrée et/ou sortie.
88
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [y]:en petits signaux: Gain maxi en [y]:
•Le MAG du transistor est donné par la formule suivante :
2211
2
21
4 gg
yMAG
•Ce gain est le maximum que l’on peut obtenir du transistor en supposant que y12 = 0 et que les impédances d’entrée et de sortie sont parfaitement adaptées respectivement à la source et à la charge d’utilisation.•Ceci n’est jamais parfaitement le cas en pratique et le gain réel devra être légèrement minoré.
89
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]:en petits signaux: Adaptation en [y]:•Pour obtenir un gain optimum il est nécessaire que y11 et y22 soient les complexes conjugués respectivement de YS et YL.•Les équations suivantes donnent les valeurs des admittances de source et de charge réalisant l’adaptation en fonction des paramètres y du transistor :
22
2
12212
12212211
2
.).(.2
g
yyyyeggGS
22
122111 2
).(
g
yymbBS
BS = susceptance de
source
GS = conductance de source
90
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]:en petits signaux: Adaptation en [y]:
BL = susceptance de charge
GL = conductance de charge
11
22
11
2
12212
12212211 .
2
.).(.2
g
gG
g
yyyyeggG S
L
11
122122 2
).(
g
yymbBL
91
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Exemple en [y]:en petits signaux: Exemple en [y]:
Un transistor possède les paramètres y en mS suivants à 100 MHz :
y11 = 8 + j5,7 y22 = 0,4 + j1,5
y21 = 52 - j20 y12 = 0,01 - j0,1
Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50 et une charge de 50. On utilisera l’abaque de Smith.
92
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [s]: en petits signaux: Stabilité en [s]:
•UTILISATION DES PARAMETRES s:
avec D = s11s22 – s12s21.
93
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [s]:en petits signaux: Gain maxi en [s]:
94
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [s]:en petits signaux: Adaptation en [s]:
95
Pour en savoir plus:Pour en savoir plus:
Chapitre 1: Paramètres S lien entre tension/courant et ondes
Chapitre 2: Gain et stabilité des quadripôle détail de toutes les formules précédentes !
http://www.opto.univ-montp2.fr/~chusseau/teaching/intro/enseignement.html
96
Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Exemple en [s]:en petits signaux: Exemple en [s]:
Un transistor possède les paramètres s suivants à 200 MHz avec VCE = 10V et IC = 10mA :
s11 = s22 =
s12 = s21 =
Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50 et une charge de 50. On utilisera l’abaque de Smith.
1624,0 3935,0
6004,0 632,5
97
5.2. Amplificateurs HF 5.2. Amplificateurs HF de puissance:de puissance:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
98
Amplificateurs HF de puissance (1):Amplificateurs HF de puissance (1):
•Position du problème:•Les paramètres petits signaux ne décrivent pas correctement le fonctionnement des transistors de puissance HF.
•Exemple: Transistor HF 2N3948
99
Amplificateurs HF de puissance (2):Amplificateurs HF de puissance (2):
Conclusion :
Les transistors de puissance HF sont caractérisés non plus par leurs paramètres y mais par leur impédance d’entrée forts signaux (large-signal input impedance) et leur impédance de sortie forts signaux (large-signal output impedance).
Exemple : Transistor de puissance HF MRF 321 MOTOROLA :
100
Amplificateurs HF de puissance (3):Amplificateurs HF de puissance (3):
•Mais au fait, qu’est-ce que la classe C ?•C’est une classe de fonctionnement du transistor qui permet un meilleur rendement en puissance que les classes A et B.•Elle est très utilisée dans les amplificateurs HF.•Voyons maintenant ses principales caractéristiques :
101
La classe C: Montage de base:La classe C: Montage de base:
RC
Q1
LC
VPve
CC
VCC
On choisira VBE < 0.6 V.
102
La classe C: Fonctionnement (1):La classe C: Fonctionnement (1):
•Le transistor ne conduit que pour la partie supérieure de l’alternance positive.
VE
VBE
IB
t t
iB
Point de repos
103
La classe C: Fonctionnement (2):La classe C: Fonctionnement (2):
•D ’après le graphique, le courant Ic est est une arche de sinusoïde.•Il est donc décomposable en série de Fourier.•On peut alors récupérer qu ’une seule harmonique à l ’aide d ’un filtre sélectif accordé sur cette harmonique.•Ce filtre sélectif est en fait un filtre « bouchon » constitué par la mise en parallèle de R, L et C:
•Lorsque f = f0, vs(t) = R * i(t).•Lorsque f << f0, ZL = 0 => vs(t) = 0.•Lorsque f >> f0, ZC = 0 => vs(t) = 0.
•On choisira alors f0 en fonction de l ’harmonique: f = n*f0.
104
La classe C: Montage amplificateur:La classe C: Montage amplificateur:
RCCL
Q1
VPVE
LC
CC
VCC
Le circuit LC peut être accordé soit sur le fondamental soit sur l’une des harmoniques du signal, on peut ainsi réaliser une multiplication de fréquence.
105
CONCLUSION:
•Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage HF.HF.
•Il faut cependant ne pas oublier l ’aspect implantation sur circuit Il faut cependant ne pas oublier l ’aspect implantation sur circuit imprimé...imprimé...