conception et réalisation d’un simulateur de canal hertzien

568 pp. 568-579

Patrick V A N D A M M E *

R6mi C L A V I E R *

Maurice ACX **

Conception et r6alisation d'un simulateur de canal hertzien

Analyse

L'article prdsente la conception et la rdalisation d'un simulateur dynamique de canal hertzien. Le principe du simulateur est la reproduction de fonctions de transfert donndes par leurs caractdristiques en amplitude et temps de propagation de groupe par un filtre lindaire transversal dont les coefficients sont commandables. Ces fonctions de transfert peuvent gtre obtenues soit par mesure sur le site, soit ~t partir d'un modkle analytique quelconque du canal hertzien. On montre qu'ainsi, un filtre d treize coefficients et de 70 MHz de pdriode permet de reproduire fiddlement et en temps rdel les dvanouissements s~lectifs dans une bande de 50 MHz. L'interface de commande et de contr61e du filtre, organisde autour d'un systdme ?~ microprocesseur, permet une gestion souple et effcace du simulateur. Enfin, les probl~mes rencontres et les solutions technologiques adoptdes lors de la rdalisation sont prdcisdes.

Mots d6s : Faisceau hertzien, Canal radio61ectrique, Simula- teur, Propagation visibilit6 directe, Evanouissement s61ectif, Filtre lin6aire, Filtre transversal, Fonction transfert, Conception circuit, Relation homme machine.

wave channel It is shown that a thirteen tap filter with a 70 MHz period leads to accurate real-time simulations of selective fading in a 50 MHz bandwidth. The control interface, microprocessor-based, allows an efficient and smooth use of the simulator. Finally, hardware problems and technological solutions related to the implementation are presented.

Key words : Radio-relay link, Radio channel, Simulator, Line of sight propa ation, Selective fading, Linear filter, Trans- g . . . . . verse filter, Transfer function, Clrcmt design, Man machine relation.

Sommaire

1. Introduction.

2. Principe g~n~ral et mdthode de calcuL

3. Caract~ristiques du filtre et performances thdoriques.

4. Rdalisation du sous-ensemble de filtrage.

5. Interface de commande et de contr6le.

6. Performances du simulateur.

7. Perspectives et conclusions.

8. Bibliographie (14 r~f.).

DESIGN AND IMPLEMENTATION OF A LOS MICROWAVE CHANNEL SIMULATOR 1. I N T R O D U C T I O N

Abstract

The paper presents the design and implementation of a line-of-sight (LOS) microwave channel simulator. The basic principle is to reproduce channel transfer functions given by their amplitude and group delay characteristics by driving a linear transversal filter with pre-computed data. The transfer functions can be either collected from measurements in the field or derived from any analytical modelling of the LOS micro-

La qualit6 des faisceaux hertziens num6riques moyenne et grande capacit6, c'est-~t-dire tels que l 'occupatiort spectrale d ' un canal soit de l 'o rdre d 'au moins une dizaine de m6gahertz, est principalement affect6e par les ph6nom6nes de propagat ion par trajets multiples [1, 2]. Duran t ces p6riodes de propagation perturb6e, la non-unicit6 des trajets est responsable de l 'appari t ion d '6vanouissements s61ectifs en fr6quence. Ceux-ci correspondent ~t des distorsions

* CNET-Lannion-B, 22301 Lannion. ** SAT, 22300 Lannion.

ANN. TI~L~COMMUN., 41, n ~ 11-12, 1986 1/12

P. VANDAMME. - CONCEPTION D 'UN SIMULATEUR DE CANAL HERTZIEN 569

la fois d'amplitude et de temps de propagation de groupe (TPG) qui, pr6sentes dans la bande utile du canal, peuvent conduire ~ des performances en terme de probabilit6 d'erreur fortement d6grad6es. Afin de pr6munir les syst6mes de transmission par voie hertzienne contre des temps de coupure dus

la propagation incceptables, des dispositifs correcteurs sont g6n6ralement associ6s au r6cepteur classique [3].

La n~cessit6 de pr6voir le temps de coupure d'une liaison am6ne ~ caract6riser les performances des syst6mes en pr6sence de propagation par trajets multiples. Entre autres, l'estimation des facteurs d'am61ioration des dispositifs correcteurs mentionn6s pr6c6demment doit &re la plus fiable possible afin de juger de l'opportunit6 de leur installation 6ventuelle sur un bond donn6. Cette fiabilit6 ne peut &re garantie qu'en connaissant le comportement du syst6me en pr6sence des diff6rents types de ph6nom6nes induits par la propagation.

Ces diff6rentes caract6risations reposent sur la possibilit6 de pouvoir disposer en laboratoire d'un simulateur d'6vanouissements s61ectifs le plus universel possible. Les simulateurs classiquement employ6s sont r6alis6s selon un mod61e simple du canal hertzien : mod61e dit h deux rayons [4], dont l'un est retard6 de mani6re fixe et dont la profondeur maximale de l'~vanouissement ainsi que sa position en fr~quence sont commandables. R6alisds en hyper- fr6quence ou en fr6quence interm6diaire (r0 [5, 6], ils constituent un outil simple permettant la carac- t6risation du syst6me le plus souvent de mani6re statique. Un exemple courant de ce type de carac- t6risation est le relev6 de signatures qui consiste, pour un retard et un niveau de bruit donn6s, ~t relever l'ensemble des couples profondeur - fr6quence des 6vanouissements pour lesquels le syst6me atteint une probabilit6 d'erreur donn6e (typiquement 0,001). L'int&~t de ce type de simulateur est toutefois limit~ par :

(i) une reproduction de fonctions de transfert du canal selon un mod61e analytique fig6. Le mod61e le plus couramment employ6 6tant le mod61e h deux rayons avec au plus trois param&res commandables. Bien que statistiquement repr6sentatif des fonctions de transfert mesur6es sur le site dans une bande de fr6quence pouvant jusqu'b. 50 MHz [7], ce type de simulateur ne permet pas de reproduire t o u s l e s 6v~nements effective- ment observ6s et, plus particuli6rement, les 6v6nements qui risquent de produire des ph6nom6nes inexpliqu6s au niveau du r6cepteur. A titre d'exemple, rappelons que la caract6ristique en TPG de la fonction de transfert simul6e est d6termin6e de mani6re unique (h la polarit6 pr6s) une fois la caract6ristique en amplitude donn6e. D'autre part, si l'on s'int4resse ~t l'~volution dynamique du canal, ce mod61e n'autorise qu'un seul type de transitions entre les 6vanouissements ~t d6phasage minimal et non minimal, ce qui n'est

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pas toujours repr6sentatif des transitions observ6es sur les liaisons exp6rimentales [3], [8];

(ii) l'absence de donn6es caract6risant le comportement dynamique (dans le temps) de ce mod61e, ce qui rend impossible la simulation d'une s6quence d'6vanouissements en temps r6el qui soit significative. Ce point nous semble important ~ plusieurs titres. D'abord parce que l'analyse des performances d'un syst6me ~ l'aide d'un simulateur commandable mais statique parait exag6r6ment optimiste. Ensuite, des 6tudes faites sur le comportement des sous-ensembles auto-adaptatifs du r6cepteur (sous-ensembles de synchronisation et d'6galisation par exemple) n6ces- sitent de connaltre les conditions dynamiques correspondant ~t un environnement r6el.

Dans cet article, nous pr6sentons un nouveau type de simulateur d'6vanouissements s61ectifs. L'idde maltresse est de pouvoir reproduire de mani6re dynamique un ensemble de fonctions de transfert simplement donn6es par leurs caract6ristiques en amplitude et TPG. Ces fonctions de transfert peuvent, par exemple, avoir 6t6 mesur6es sur le site. Depuis plusieurs anndes, les 6tudes de propagation men6es au CNET-LAB ont donn6 lieu h l'enregistrement d'un ensemble de fonctions de transfert dans une bande de 400 MHz centr6e sur 11 GHz sur une liaison de 50 km de longueur [9]. Un syst6me de s61ection n'autorise les enregistrements que pendant les pdriodes de propagation perturb~e, ceux-ci 6tant alors r~alis6s au rythme de 18 par seconde. Le simulateur 6tudi6 utilise la banque de donn6es ainsi constitu6e et permet la reproduction des distorsions observ6es dans une banque de fr6quence utile de 50 MHz.

L'article suit l'organisation suivante : le principe g6n6ral du simulateur et la m6thode de calcul associ6e sont pr6sent6s au paragraphe 2. Les caract6ristiques de filtrage retenues ainsi que les performances th6o- riques sont d6taill6es au paragraphe 3. Le paragraphe 4 pr6cise les conditions de r6alisation du filtre commandable, tenant compte des contraintes technologiques. La conception et la r6alisation du sous-ensemble de commande qui, entre autres, assure la fonction d'interface homme-machine sont expliqu6es au paragraphe 5. Quelques exemples de fonctions de transfert reproduites sont donn6s au paragraphe 6. Enfin, dans le paragraphe 7, sont explicit6es d'autres appli- cations potentielles d'un tel simulateur.

2. PRINCIPE GI~NI~RAL ET MI~THODE DE CALCUL

2.1. Principe g~n~ral du simulateur.

Afin de pouvoir &re utilis6 tant sur des syst~mes incluant les parties hyperfr6quences 6mission-r6ception

ANN. T~L~COM~tr~., 41, n ~ 11-12, 1986

570 P. VANDAMME. - CONCEPTION D'UN SIMULATEUR DE CANAL HERTZIEN

que sur les ensembles modulateur-d6modulateur seuls plus couramment rencontres en laboratoire, le simulateur est conqu pour s'ins6rer dans la partie rI de la chaSne de r6ception. Le principe retenu est la reproduction de fonctions de transfert dans une bande utile de 50 MHz par l'interm6diaire d 'un filtre lin6aire & structure transversale (FLT). L'absence a priori de conditions de sym6trie her- mitienne conduit h la n6cessit6 d'utiliser un filtre h coefficients complexes, dont la structure g6n6rale est donn6e & la figure 1. A chaque fonction de trans-

lateur. Sa conception et son fonctiormement sont d6taill6es au paragraphe 5.

(iii) Sous-ensemble de filtrage.

Le filtre s'ins&e dans la partie rI du r6cepteur. Afin de s@arer les fonctions de reproduction des distorsions et de l'att6nuation ap6riodique du canal, un att6nuateur commandable lui est associ6. Compte- tenu de l'affaiblissement ap6riodique important accom- pagnant toujours les 6vanouissements s61ectifs [9], la s6paration pr6c6dente est particuli~rement utile

._, _.n

Signal FI I I

V : Filtre de Hilbert " " " ................

Fie. 1. - - Schema de principe d'un filtre lineaire transversal complexe h 2L + ] ~-~ = ~ + l~t v = filtre de Hilbert.

Basic diagram of a linear transversal filter with 2L + 1 complex taps.

1 coefficients.

fert h reproduire correspond alors un ensemble de valeurs des coefficients. Ce filtre doit pouvoir, avec une qualit6 que nous allons d6finir, reproduire toute fonction de transfert donn6e par ses carac- t6ristiques amplitude-fr6quence et TPG-fr6quence. Ceci autorise done les mod61isations de canal hertzien par un mod61e analytique quelconque. A ce titre, le simulateur peut 6galement constituer un outil pr6cieux.

Le sch6ma g6n6ral du simulateur est donn6 ~t la figure 2. On y distingue trois sous-ensembles :

(i) Sous-ensemble de traitement des donn6es.

Cette partie assure le calcul des coefficients du filtre pour chaque fonction de transfert & reproduire. Le traitement peut ~tre fait en diff6r6. I1 con- vertit la banque de donn6es initiale en une autre banque de donn6es stock6e sur une m6moire de masse directement accessible et exploitable par le syst6me de commande. La banque de donn6es initiale est constitu6e de fonctions de transfert soit mesur6es sur le site, soit obtenues & partir d 'un mod61e analytique de canal hertzien. La banque de donn6es finale contient entre autres l'ensemble des valeurs des coefficients n6cessaires & la simulation.

(ii) Interface de commande et eontr61e.

L'interface de commande et contr61e assure la fois le transfert des donn6es de la m6moire de masse vers le filtre proprement dit dans les conditions requises et la gestion du dialogue homme- machine permettant une utilisation souple du simu-

~_..~Fonctions de [ transfert I mesurees I

-I informatique I

l-~ Fonctionsde I transfert modelisees

Memoire

: ~ commande . Systeme & 4

[11 mljr~ isseur io-~ntrOle

,

Signal ~ Filtrecomplexe FI . . . . . ~ r ) ]

FIG. 2. - - $ch6ma de principe du simulateur. I. Sous-ensemble de traitement de donn6es. II. Interface de commande et de contrfle. III. $ous-ensemble de filtrage.

Basic diagram of the simulator.

I. Data processing part. II. Control interface. III. Filtering part.

pour diminuer la prgcision absolue requise sur les coefficients du filtre. Enfin, un bane de bruit eoupl6 en sortie de l 'att6nuateur permet de simuler un environnement bruit6, utile entre autres pour les mesures de taux d'erreur.

ANN. T~L~COMMtrS., 41, n ~ 11-12, 1986 3/12

P. VANDAMME. - CONCEPTION D ' U N SIMULATEUR DE CANAL HERTZIEN 571

2.2 . M 6 t h o d e de ca lcu l des coef f i c ients .

La fonction de transfert en bande de base 6qui- valente d 'un FLT ~t 2L + 1 coefficients s'exprime par :

k = + L (1) H ( f ) = ~ ~k e-J2~:flk0 e-12nfk0,

k= - L

oft 0, ~k repr6sentent respectivement le retard 616- mentaire du filtre et le coefficient complexe d'ordre k et f~ la fr6quence interm6diaire du signal entrant. H ( f ) est p6riodique de p6riode B = 1/0. Dans la suite, fr6quences et temps sont normalis6s respectivement par B e t 0 et on adopte la notation:

(2) ~k = ~k e-12nfik0.

Le crit~re retenu pour le calcul des coefficients est le crit~re de l'erreur quadratique minimale pon- d6r6e qui s'exprime par :

f 1/2 (3) min Q = P(f) Is(f) - - H(f) 12 d f ,

oft S(f) est l'6quivalent en bande de base de la fonction de transfert ~t approximer et P ( f ) u n e fonction de pond6ration permettant de privil6gier certaines composantes spectrales. Rappelons que ce crit~re tient compte h la fois de l'erreur sur l'amplitude et la phase.

Disposant de S(f) sous forme 6chantillonn6e, la version discrete de (3) que nous utilisons s'6crit :

n= +N

(4) min Q�9 : ~ P. IS. - - Hn] 2, n = - N

oft (2N § 1) est le nombre de points pris en compte par le crit~re et P. (respectivement S. et H.) est la valeur de P(f ) (respectivement S(f) et H( f ) ) pour f = n/(ZU + 1).

Les coefficients optimaux sont alors donn6s par :

(5) a ~ = E * - l g * ,

avec les notations vectorielles suivantes :

. . . . . . . . . .

E = [Era,.], matrice carr6e d'616ment g6n6rique k = 4 - N

Em, = ~ p~ e l 2 = k ( m - n ) l ( 2 N + 1), k = - N

gT = (g-t. . . . . . go, "", gL},

k = + N

gi = ~ Pk a f t d 2~ki/(2N+l). k= - N

(* d6signe la conjugaison complexe).

L'erreur quadratique minimale est:

n= + N

n= - N

Diff6rentes fonctions de pond6ration ont 6t6 ana- lys6es au tours de l'6tude. II est apparu que les

4/12

allures extrSmement variables des fonctions de transfert ~t reproduire ne permettaient pas de d6finir une strat6gie globale pour le choix de cette fonction. D'autre part, les am61iorations obtenues 6taient faibles compar6es au cas sans pond6ration. Ceci nous a conduit ~t prendre :

(7) P(f) : I, pour f~< I/2.

Dans ce cas, l'analyse de l'6quation (5) montre que le vecteur at ~ de dimension 2L q- 1 est la trans- form6e de Fourier du vecteur S, de dimension 2N + 1. On en d6duit que l'erreur quadratique est nulle lorsque la condition N = L e s t satisfaite, et que cette condition conduit aux oscillations minimales entre les points de test pour un nombre de points N donn6. Le vecteur at ~ repr6sente alors les coefficients de la s6rie de Fourier tronqu6e ~t 2L -t- 1 616ments de S(f) p6riodifi6e (de p6riode B).

Afin de r6duire les effets de la troncature, 0t ~

est pond6r6 par application d'une fen&re temporelle. Nous avons retenu la fen~tre de Kaiser-Bessel [10] dont l'6chantillon de rang k est donn6 par :

1o [~341 - - (k/L) 21 ( 8 ) A = ,

Io([3)

off Io(x) est la fonction de Bessel modifi6e de pre- miSre esp~ce d'ordre z6ro ; [3 a 6t6 choisi 6gal /t 6.

3. CARACTI~RISTIQUES DU FILTRE ET PERFORMANCES THI~ORIQUES

La bande de fr6quence utile minimale dans laquelle les fonctions de transfert reproduites par le filtre doivent &re satisfaisantes est directement lice au d6bit et ~ la modulation du syst6me de transmission sur lequel le simulateur fonctionne. Ce dernier a 6t6 con~u de fa~on ~ pouvoir tester les syst~mes

140 Mbit/s utilisant une modulation MAQ-16. Ces syst~mes sont en cours de d6veloppement pour le r6seau fran~ais dans la bande sup6rieure des 6 GHz. Ceci correspond ~t une bande de fr6quence utile de 50 MHz. I1 s'en suit que le simulateur s'adapte

tout syst6me utilisant une modulation moins sen- sible aux distorsions (MDP-4, MDP-8 par exemple) et ayant une occupation spectrale au plus 6gale ~t 50 MHz.

Afin de d6terminer la valeur du retard 616mentaire et le nombre de coefficients n6cessaires, un pire cas de simulation a 6t6 d6finJ. Ce pire cas fait apparaitre la s61ectivit6 et i'att6nuation maximales qu'on d6sire reproduire dans la bande utile. Choisissant un mod61e /a deux rayons comme module de test, les valeurs maximales suivantes oat 6t6 retenues : retard relatif de 5,5 ns et amplitude relative du rayon r6fl6chi 6gale h 0,9, soit une profondeur d'6vanouis- sement maximale de 20 dB [11].

ANN. T I ~ L I ~ C O M M U N . , 41, n ~ 11-12, 1986


L'objectif majeur dans le choix des param~tres est de rendre l'effet sur la probabilit6 d'erreur des distorsions parasites dues aux d6fauts de reproduction des fonctions de transfert n6gligeables par rapport h la d6gradation due ~t l'6vanouissement s61ectif m~me. Les distorsions parasites sont de trois types :

* D#faut de poursui te : il correspond ~t l'6cart entre les fonctions de transfert mesur6e et reproduite ~t la fr6quence du creux de l'6vanouissement. Ne changeant pas fondamentalement la nature des distorsions mais simplement la profondeur de l'6va- nouissement, il est consid6r6 comme peu critique.

* DEcrochages en bord de bande : la fonction de transfert donn6e par l '6quation (1) 6tant p6rio- dique et continue, la qualit6 de reproduction sera n6cessairement m6diocre en bord de bande. On est ainsi amen6 h d6finir la bande utile du filtre (exprim6e en pourcentage de la bande totale B) qui repr6sente la bande de fr6quence maximale dans laquelle les effets de bord n 'ont pas d'inci- dence sur la qualit6 de la reproduction.

* Distorsions dans la bande utile : ces distorsions dues au nombre limit6 de coefficients du filtre sont g~n6ralement moins marqu6es que les pr6c6dentes. Elles doivent toutefois 8tre maintenues dans des gabarits tels que leur influence soit n6gligeable sur la d6gradation de la probabilit6 d'erreur.

La figure 3 met en 6vidence ces diff6rents d6fauts pour un pire cas de simulation correspondant ~t un 6vanouissement d6centr6 de - - 0,1 B, avec N = L = 6 et une p6riode B 6gale ~. 70 MHz.

Un nombre important de simulations sur ordinateur a permis de retenir un nombre minimal de 13 coefficients complexes et une p6riode B de 70 MHz. Pour ces valeurs, des distorsions de crates maximales, dans la bande utile, de 0,1 dB en amplitude et 0,1 0 en TPG sont obtenues et des d6fauts de poursuite restant inf~rieurs ~. 1 dB et 0,4 0 respectivement en amplitude et TPG. La figure 4 montre comment, pour un filtre b. 13 coefficients, la d6gradation de performance du syst~me 6volue avec la p6riode du filtre. Ces courbes ont 6t6 obtenues en prenant uni- quement en compte l'influence des d6crochages en bord de bande darts les pires cas de simulations sur la probabilit6 d'erreur d 'un syst~me utilisant la modulation MAQ-16 ~t un d6bit de 140 Mbit/s. La d6gradation D correspond h l'accroissement n6cessaire du rapport signal h bruit pour maintenir la probabilit~ d'erreur ~gale ~t 10 -6, d6gradation calcul6e par une m&hode analytique 6quivalente celle d6velopp6e dans [12]. On note que la d6gra- dation due aux distorsions d'amplitude et de TPG est inf6rieure ~ celle provoqu6e par les distorsions de TPG seules. I1 n 'y a en effet aucune raison objective pour que les diff6rentes distorsions aient un effet

A (dB)

0

- 5

-10

-15

-20

TPG

-1

- 2

- 3

, . . . o

I ~ I ~ I I

-0,4 -0,2 0,0 I I - .

V

FIGURE SUPERIEURE : MODULE DB

I I , I I i

0,2 0,4

FIGURE INFERIEUFIE TEMPS DE GROUPE

A (dB)

1,0

0,5

0,0

-0,5

+1,0

TPG

0,4

0,2

0,0

-0,2

-0,4

• d6crochage en - -

J / bord de bande __

/, f J I I ~ I I I d

- 0 4 -0,2 0,0 0,2

t I I I decrochage - en bord

distorsions dans la bande utile

d6faut de poursuite

i I i

0,4 I g I I ~

/ defaut de poursuite

1| t

FIGURE SUPERIEURE : MODULE DB

FIGURE INFERIEURE : TEMPS DE GROUPE

F[~. 3. m Distorsions parasites pour un 6vanouissement de retard 5,5 ns,

de 20 dB de profondeur et de fr6quence 0,1 B ; N = L = 6 ; B = 70 MHz.

a) Courbes pleines : fonction de transfert simul6e. Courbes en pointill6 �9 fonction de transfert h reproduire.

b) Diff6rence entre les 2 courbes de la figure 3 (a).

Residual distortions with a 20 dB fade located at ~ 0.1 B for a 5.5 ns delay; N = L = 6 ; B = 70 MHz.

a) Continuous lines : simulated transfer function. Dashed lines : original transfer function.

b) Difference between the 2 curves o f figure 3 (a).

cumulatif sur la d6gradation finale, m~me si souvent celle-ci est major6e par la somme des d6gradations produites par chacune des distorsions prises isol6ment.

ANN. T~LI~COMMUN., 41, n ~ 11-12, 1986 5/12

P. VANDAMME. - CONCEPTION D'UN SIMULATEUR DE CANAL HERTZIEN 573

0,75 ! D(dB)

0,5-

0,25-

70

4

i,/

. . . . . . . . . . . . . . /~TPG+ / /'/ Amplitude /

TPG / / ! /I //)/ i // amplitude

// i / , / " ~ /,.///

6"5 60 5'5 B (M Hz)

FIG. 4. - - D6gradations dues aux d6crochages en bord de bande (en amplitude, en TPG, en amplitude et TPG)

pour les pires cas de simulation en fonction de la p6riode du filtre.

Degradations due to band edges distortions (amplitude, group delay and both)

for worst cases simulations versus filter frequency period.

4. RI~ALISATION DU SOUS-ENSEMBLE DE FILTRAGE

lis6e dans la double op6ration de transposition est soit la porteuse locale lorsqu'elle est disponible, soit la porteuse r6cup6r6e & partir du signal 6mis non perturb&

Malgr6 une structure doubl6e par rapport & celle en FI et l 'adjonction n6cessaire des dispositifs de transposition en fr6quence, cette solution a 6t6 retenue principalement pour sa sensibilit6 moindre & la pr6cision des retards 0. En effet, contrairement aux syst6mes auto-adaptatifs, la pr6cision requise sur les retards est directement fonction de la pr6cision recherch6e sur la valeur des coefficients, comme indiqu6 par l'~quation (2). En rI, une pr6cision relative sur les retards sup6rieure & un pour mille serait n6cessaire. Dans le cas d 'une implantation bande de base, une pr6cision relative de un pour cent est l 'objectif minimal & respecter [11].

D'autre part, la d6modulation et la remodulation apportent un minimum de distorsions au signal grace & l'emploi de circuits ayant une large bande passante et une excellente lin~arit~, et & une grande precision sur la phase des signaux trait~s.

Enfin, la figure 5 montre 6galement l 'att~nuateur commandable en rI c h a r # de reproduire l'affaiblissement ap6riodique du canal 6voqu6 au paragraphe 2.1. Sa dynamique de fonctionnement est sup6- rieure ~t 40 dB.

4.1. Prineipe d'implantation.

L'implantation d 'un filtre lin6aire transversal complexe peut se faire soit directement en FI - - confor- m6ment au sch6ma de la figure 1 off la transformation de Hilbert est r6alis6e & l'aide d 'un d6phaseur large bande - - soit err technologie bande de base. Dans ce dernier cas, le filtre op6re sur les composantes en phase et en quadrature du signal, ce qui implique une operation de d6modulation en amont et remodulation en aval de ce dernier. Le sch6ma de principe en est donn6 & la figure 5. L 'onde de r6f6rence uti-

4.2. R~alisation du filtre lin~aire transversal.

Le filtre est r6alis6 sous la forme de deux ensembles de filtrage identiques, l 'un op6rant sur la composante en phase et l 'autre sur la composante en quadrature du signal d6modul& Chaque ensemble assure ainsi une double op6ration de filtrage, not6e H R et H i sur la figure 5. Le sch6ma d'implantation d 'un ensemble est donn6 & la figure 6. Le plincipe retenu est la r6a- lisation d 'un ensemble par la mise en s6rie de treize cellules ~16mentaires de m~mes caract6ristiques. Une

Porteuse Iocaley ou recuperee. / 140 MHz !

Signal FI Entree

~ ~ HR

1 H ~

t H R

t

. ~ commande

~ + de bruit

I ~ ~ ~ . - , , . - : Commandes du filtre

Signal FI

Sortie

FIG. 5. - - Sch6ma synoptique du sous-ensemble de filtrage. : commandes du filtre

General synopsis of the filtering part.

6/12 ANN. TI~L~COMMUN'., 41, n ~ 11-12, 1986


I so I

R sgn(=~.)_

S~ , ~ . ....

sgn(~)--*, L

I

sgn ( = ~ [ ~ sgn (~a)--~

E

Flo. 6. - - Sch6ma d'implantation d'un ensemble de filtrage 13 coefficients.

[ct~[ : module de la partie r6elle du coefficient de rang i. sgn (=~) : signe de la partie imaginaire du coefficient de

rang i.

Implementation scheme of a filtering set with 13 taps.

cellule 616mentaire, dont le sch6ma de principe est donn6 b. la figure 7, permet d'obtenir ~t partir d 'un signal d'entr6e So urt signal de sortie S, de m~me amplitude mais retard6 de 0 et de deux signaux Sp et S, 6galement retard6s de 0 par rapport ~t So et dont les polarit6s et les amplitudes sont commandables num6riquement. Ainsi, la cellule est constitute d 'un retard, d 'un amplificateur assurant un gain unit6 entre les signaux Se et Ss et de deux dispositifs d'att~nuation et de commutation. Le nombre important de cellules mises en s6rie impose h chaque cellule de respecter des crit6res de performances tr~s strictes. En proc6dant ainsi, le filtre ne n6cessite plus que des r6glages simples et limit6s des temps de transfert et de l'amplitude des signaux Sp et S. avant sommation.

C o m m a n d e 11 bits

Se

C o m m a n d e 11 bits

FiG. 7. - - Sch6ma synoptique de la cellule 616mentaire. CrqA : convertisseur num6rique-analogique.

Synopsis of the elementary cell.

Les performances requises ont conduit h une forte int6gration justifiant les choix technologiques sui- vants :

* Le retard est constitu6 d 'un c&ble coaxial minia- ture d'une longueur voisine de deux m6tres. La varia- tion de l'affaiblissement en fonction de la fr6quence (environ 0,7 dB entre 0 et 100 MHz) est compens6e par l'amplificateur.

* L'amplificateur diff6rentiel h large bande est r6alis6 en circuit hybride sur c6ramique. L'utilisation d 'un transistor double, de fr6quence de coupure sup6rieure ~ 5 GHz, permet d'obtenir un gain de 14 dB avec une bande passante & 3 dB voisine de 200 MHz. Cet amplificateur passe la composante continue et poss6de deux sorties en opposition de phase. Deux transistors mont6s collecteur h la masse permettent de disposer de trois acc6s sur chacune des sorties r6alisant ainsi le couplage un vers trois du sch6ma de principe de la cellule de base. Son temps de transfert est de 2,3 ns.

* L'att6nuateur commandable est congu pour avoir une dynamique de 60 dB. Ceci correspond ~t un codage des valeurs des coefficients sur 11 bits (signe inclus). Ce choix est justifi6 par les courbes de la figure 8 montrant les valeurs de cr&es des dis-

(dB)'

0,5.

0,4.

0,3

0,2.

0,1

TPG

\\\ x\

Am#itude ~ \ , , x

" - . . ~ . . . ) 1"0 1'1 1"2

s

0,25

0,20

0,15

0,10

0,05

FIG. 8. - - Valeurs de crSte des distorsions parasites. dans la bande utile

en fonction du nombre de bits de quantification des coefficients. c A : distorsion de crSte en amplitude. e-rp ~ : distorsion de cr6te en TP~ normalis6.

Peak values of residual in-band distortions versus number of bits for tap-weights quantization.

torsions parasites dans la bande utile introduites par la quantification des coefficients, en fonction du nombre de bits. Son sch6ma de principe est donn6 & la figure 9. La mise & la masse des diodes PIN CR1 et CR4 permet d'obtenir une fr6quence de coupure basse h 3 dB de l 'ordre de 5 kHz. Une implantation avec des composants mont6s en surface et une bonne r6duction des capacit6s parasites ont permis d'obtenir une dynamique de 60 dB avec une fonction de transfert entre 0 et 100 MHz sans distorsions significatives. Un tri effectu6 sur les diodes a 6galement conduit

ANN. T~LI~COMMUN., 41, n ~ 11-12, 1986 7/12

P. VANDAMME, - CONCEPTION D 'UN SIMULATEUR DE CANAL HERTZIEN 575

OR2

I - V

T qCCcCV

-7-- / / / / / / / 7

CR3

~CR4

F~G. 9. -- Sch6ma de principe de l'att6nuateur commandable. i : courant de commande.

CR~ : diodes P~N.

Basic diagram of the controlled attenuator.

une caract6ristique d'att6nuation en fonction du courant de commande identique pour tous les att6- nuateurs, ce qui r6duit consid6rablement le volume des donn6es n6cessaires au calcul des coefficients.

Chaque att6nuateur est associ6 h u n commutateur analogique 2 vers 1 destin~ b. fixer la polarit6 du signal et utilisant les m~mes diodes PIN.

* La valeur d 'un coefficient est repr6sent~e par un mot de 11 bits. Un des bits commande le commutateur analogique. Les 10 bits restants attaquent un convertisseur num6rique-analogique fournissant le courant de commande ~t l'att6nuateur. L'insertion d 'un filtre passe-bas de type Butterworth "/t 4 p61es et de bande passante 7 Hz assure un lissage du courant de commande dans le cas d'une reproduction dynamique d'6vanouissements h vitesse r6elle.

La figure 10 montre la photo du sous-ensemble de filtrage tel qu'il a 6t6 r6alis6. On y distingue deux des quatres cartes multicouches qui le composent : la carte de d6modulation et remodulation (~t droite) et une carte contenant un des deux ensembles de

FIG. 10. -- Vue de dessus du sous-ensemble de filtrage.

Upper view of the filtering part.

filtrage. Les circuits dispos6s verticalement sont les 26 att6nuateurs de cet ensemble.

5. INTERFACE DE COMMANDE ET DE CONTROLE

L'ensemble d'interface de commande et de contr61e a la fonction d'alimenter les circuits de conversion num6rique-analogique du filtre avec les valeurs des coefficients pr6calcul6es et stock6es dans la m6moire de masse selon les directives donn6es par l'utilisateur. Le r61e assign6 au simulateur est la reproduction, en mode statique ou dynamique, d 'un ensemble de fonctions de transfert, appel6es dans ce contexte 6v6nements, ensemble choisi par l'op6- rateur parmi toutes les donn6es disponibles. Chaque ensemble d'6v6nements ainsi d6fini est appeE s~quence et peut poss6der jusqu'~t plusieurs dizaines de milliers d'6v6nements.

Du point de vue informatique, une s6quence est 6quivalente ~ un fichier de donn6es contenant, selon un format d6sir6, l'ensemble des informations relatives aux 6v6nements ~t reproduire. Afin d'autoriser une gestion souple de ces s6quences par l'op6rateur, elles sont identifi6es par un nom et une date de cr6ation.

5.1. Organisation mat~rielle.

L'organisation mat6rielle de l'ensemble d'interface est donn6e ~t la figure 11. On y distingue :

* La m6moire de masse constitute d 'un disque dur de 10 m6gaoctets de capacitY, dont 8 sont attribu6s au stockage des valeurs relatives aux s6quences. Le reste de la capacit6 sert h la sauvegarde des pro- grammes et des fichiers n~cessaires au fonctionnement du simulateur.

Chaque 6v6nement 6tant represent6 par 64 octets, la capacit6 maximale est done de 120 000 fonctions de transfert, soit une dur~e maximale de reproduction dynamique h la vitesse r6elle de 18 6v~nements par seconde de 3 heures. Un stockage de capacit6 plus importante peut ~tre assur6 par une bande magn6- tique de 60 m6gaoctets coupl~e au syst~me, mais dont l'information, avant de pouvoir ~tre utilis6e, doit 6tre recopi6e sur le disque dur.

* Une carte de transfert des donn6es qui fournit aux convertisseurs num6rique-analogique du filtre les donn6es correspondant aux fonctions de transfert s~lectionn~es par l'op~rateur, ainsi que les signaux de dialogue n~cessaires. En mode dynamique, le transfert peut se faire h un rythme de reproduction maximal de 36 6v~nements par seconde. Le logiciel de fonctionnement de la carte prend en compte

8/12 ANN. T~L~COMMUN., 41, n ~ 11-12, 1986


lmpfimante

�9 2

Console de visualisation

Modem

Disquettes 5 pouces 1/4

Carte cadelo

Coupleur SCSI

Sortie Entree FI Osciltoscope

i ] i I ,~T :

cua Transverse I Signos [

�9 Contr01eur I' formateur

SCSI

~ Disque dur I 1 0 Megaectets ]

I I

~ ~'~moire .I 8, bande magnetique Coffret

Partie micro informatique

Sortie FI

FIG. 11. I Schema fonctionnel de l'interface de commande et de contr61e.

Functional diagram o f the control interface.

la r6ception des donn6es en provenance de la carte de gestion, leur mise en forme ainsi que la gestion du protocole d'6change avec cette m~me carte et avec l 'ensemble de conversion num&ique-analogique du filtre. Ce logiciel multit~tches, ~crit sur la base d 'un noyau temps r6el SCEPTRE [13], est fig6 en REPROM.

* Une carte de gestion des donn6es qui assure la pr6sentation des donn6es b. la carte de transfert apr~s les avoir lues sur le disque dur, ainsi que la gestion de l ' interface homme-machine. Hors p&iode de simulation, cette carte permet 6galement la gestion des donn6es pr6sentes en m6moire ainsi que leur modification 6ventuelle. Les diff6rents logiciels n6ces- saires h l'ex6cution de ces tfiches sont stock6s sur le disque dur et charges en m6moire vive au moment de leur utilisation.

* Une console de visualisation et son clavier permettant de contr61er l '6tat du simulateur et sa modification 6ventuelle.

La contrainte majeure li6e au bon fonctionnement de l ' interface est la vitesse d'ex6cution de la suite d 'op&ations 616mentaires - - lecture sur le disque dur, v6rification et mise en forme des donn6es, transfert vers le filtre, repr6sentation graphique sur la console de la fonction de transfert reproduite - - lors de l'exdcution d'urte simulation b. la vitesse maximaIe autorisde. Cette contrainte a entre autres ndcessitd l 'dcriture du logiciel de gestion des donndes en assem- bleur et sous le contr61e du moniteur en temps rdel afin d 'opt imiser le temps d'exdcution de chacune de ces t&ches.

5.2. Relation homme-machine.

Une fois le choix de la s6quence effectu6, l 'ensemble des informations n6cessaires h l 'utilisation du simulateur est pr6sent6 sur l '~cran de la console de visualisation. La figure 12 montre l '6tat de l '6cran au cours d 'une simulation. Sa gestion est faite en temps r6el. Chaque modification du simulateur est visualis6e par un changement de repr6sentation des param~tres consid&6s (6tat d'impression normal ou surbrillant). Lors de la reproduction dynamique d 'une sdqueI~ce, l 'utilisateur peut ainsi :

* faire ex6cuter la simulation de la s6quence une seule fois ou de mani6re cyclique, ce ~ la vitesse voulue,

Fic. 12. - - Ecran de contr61e et de commande du simulateur (Etat s ta t ique-

Ev~nement n ~ 195 de la s6quence n ~ 1 enlcours de reproduction).

Control screen of the simulator (Static State --Event n ~ 195 o f sequence n ~ 1 being simulated).

ANN. T~LI~COMMUN.) 41, n ~ 11-12, 1986 9/12


* bloquer ~ tout instant le simulateur sur l'6v6- nement en cours de reproduction,

* changer d'6v6nement en mode pas ~t pas, avant ou arri6re, dans le cadre par exemple de la recherche d 'un 6v6nement particulier,

* d6finir ~t l 'aide de marqueurs de d6but et de fin urte sous-s6quence sur laquelle une simulation cyclique pourra ~tre effectu6e,

* m6moriser des 6v6nements particuliers et les rappeler directement quel que soit l'6tat courant du simulateur,

* acc6der ~t des 6v6nements dits 6v6nements tests ; ces 6v6nements, au nombre de cent, sont accessibles quelle que soit la s6quence en cours de simulation ; ils sont s61ectionn6s par leur caract6re utilitaire g6n6ral et g6r6s ind6pendamment des s6quences,

* rechercher un 6v6nement particulier grfice ~t la repr6sentation graphique de sa r6ponse en amplitude et TPG sans pour autant le reproduire b. l 'aide du filtre. Ceci est rendu possible par une visualisation grossi6re (13 points pour 70 MHz de bande) de ces r6ponses au cours de la simulation. La vitesse maximale de visualisation est de l 'ordre de deux 6v6- nements par seconde,

* v6rifier le transfert des donn6es de n' importe lequel des coefficients par l'interm6diaire d 'une sortie de contr61e oscilloscopique.

Toutes ces possibilit6s sont directement accessibles par un clavier de fonctions et les choix effectu6s sont imm6diatement visualis6s ~ l'~cran.

Enfin, hors p6riode de simulation proprement dire, l 'op6rateur peut, par l'interm6diaire de cette console, effectuer diff6rentes op6rations de gestion des donn6es. Citons entre autres la possibilit6 d'ajouter ou de supprimer des s6quences sur le disque dur par transfert d 'un calculateur ext6rieur, de modifier ou changer tout 6v6nement test, de visualiser le contenu de la m6moire en terme de s6quences.

6. PERFORMANCES DU S |MULATEUR

La d6finition d'un crit~re global de qualit6 du simulateur est difficilement envisageable. Pouvant th6oriquement reproduire une vari6t6 infinie de fonctions de transfert, une 6valuation statistique rigoureuse ne nous semble gu~re possible. Nous allons donc pr6ciser les performances mesur6es du simulateur ~t l 'aide de configurations caract6ristiques des valeurs des coefficients mettant en 6vidence ses capacit6s potentielles.

La premiere contrainte que doit satisfaire le simulateur est de ne pas d6grader les performances du syst~me de transmission en cours de test lorsque les coefficients du filtre sont dans la configuration

suivante :

(9) 0~k=~Ok, k = - - L . . . . . + L ,

oO 81j est le symbole de Kronecker. Dans ce cas, le simulateur doit &re vu par le syst6me comme un filtre passe-tout id6al. La figure 13 montre les fonctions

FIG. 13. - - Fonction de transfert mesur6e du filtre en configuration (9)

clans une bande de 100 MHz centr6e sur 140 MHz. Marqueurs ~ 115 et 165 MHz. Trace sup6rieure : r6ponse en amplitude. Trace inf6rieure : r6ponse en TP~.

Measured transfer function of the filtre satisfying (9) in a 100 M H z bandwidth centered at 140 MHz.

Markers at 115 and 165 MHz. Upper trace : amplitude response. Lower trace : group delay response.

de transfert en amplitude et en TPG mesur6es dans une bande de 100 MHz centr6e sur 140 MHz lorsque la relation (9) est satisfaite. On remarque que la coupure basse-fr6quence due aux att6nuateurs ~. diode PIN provoque un d6crochage important de la mesure de TPO autour de 140 MHz, malgr6 une r6solution 6quivalente de l'analyseur de 10 kHz. Dans les r6sultats de mesure pr6sent6s dans la suite, on fera abstraction des imperfections de mesure au voisinage de la fr6quence interm6diaire.

Dans la bande utile de 50 MHz, indiqu6e par les deux marqueurs, les distorsions d'amplitude cr~te ~ cr~te et de TP6 sont respectivement inf6rieures

0,1 dB et 2 ns. L'effet du simulateur dans cette configuration sur le taux d'erreur d 'un modem MAQ-16 140 Mbit/s a 6t6 mesur6. La d6gradation observ6e est inf6rieure ~. 0,5 dB pour un taux d'erreur de 10 -6 et une longueur de s6quence pseudo-al6atoire ~gale ~. 2 2 a - 1.

Afin de caract6riser l'influence du bruit de traitement et son impact sur la pr6cision des signaux de tr~s faibles niveaux, le filtre a ~t~ positionn6 dans la configuration suivante �9

~ o = 1

(10) % = a

~k ----0, k - - - - - - L , ..., + L, k--/=O, k=/=p.

Darts ce cas, la fonction de transfert en amplitude doit faire apparaitre des ondulations dont l'excursion

10/12 ANN. T~L~COMMUN., 41, n ~ 11-12, 1986


Fro. 14. - - Ondulations en amplitudes relatives h la configuration (10)

pour a = 2,5 10 -3 et p = 3 et 6, dans une bande de 50 MHz. Marqueurs h 120 et 160 MHz. Trace sup6rieure : p = 3. Trace inf~rieure �9 p = 6.

Amplitude ripples corresponding to a filter configuration given by (10)

with a = 2.5 10 -3 and p = 3 and 6, displayed in a 50 M H z bandwidth.

Markers at 120 and 160 MHz . Upper trace : p = 3. Lower trace : p = 6.

cr&e h cr~te est donn6e pa r :

(1 + a ~ (11) DA(dB) = 20 1Og,o \~--~--a~ a / '

et don t le nombre de p6riodes est 6gal ~t p dans une bande de 70 MHz.

La figure 14 mon t re deux courbes de r6ponses en ampl i tude mesur6es avec a = 2,5 • 10 -3 , p = 3 ( t race supf r ieure) et p ----- 6. Ces courbes on( 6t6 obtenues pa r sous t rac t ion aux r6ponses en ampl i - tude mesur6es avec la conf igurat ion donn6e pa r (10) de la r6ponse en ampl i tude mesur6e avec la confi- gura t ion donn6e pa r (9). On ne met ainsi en 6vidence que l 'effet du coefficient de va leur tr6s faible. Pour les deux courbes, la va leur de D A mesur6e est de l ' o rd re de 0,05 dB pou r une valeur calcul6e de 0,045 dB. Des r6sultats ident iques ont 6t6 obtenus pour les autres valeurs de p. Ceci cortfirme une dynamique effective des coefficients du filtre sup6rieure ~ 55 dB.

Enfin, la figure 15 mon t re la fonc t ion de t ransfer( mesur6e pou r un 6vanouissement s61ectif centr6

sat isfaisant aux condi t ions de pire cas 6nonc6es au

pa rag raphe 3, c 'es t4t -di re ayan t une p r o f o n d e u r

maximale de 20 dB pou r un re ta rd de 5,5 ns. Les

valeurs d ' a t t6nua t ion et de TPG relev6es en diff6-

rentes fr~quences sont donn6es dans le t ab leau I,

avec pour compara i son les valeurs th6oriques cal-

cul6es ~ par t i r du module analyt ique. On consta te

en premier lieu, une excellente sym6trie de la fonc-

t ion de t ransfer t reprodui te . Le d6faut de poursui te

reste dans les l imites th~oriques ~nonc6es au pa ra -

graphe 3. Enfin, la pr6cision sur la r6ponse err ampl i -

tude est sup6rieure ~t 0,5 dB et sur la r6ponse en

TPG sup6rieure ~t 2 ns. U n grand nombre de mesures

on( conf i rms ces valeurs.

TABL. I. - - Comparaison des att6nuations et a'PG mesur6es pour un

F (MHz)

A m (dB)

A t h (dB)

A m ~ A t h

(dB)

' r P G m

(ns)

T P G t h

(ns)

T P G m - - T P G t h

(ns)

120

3,3

3,7

- - 0,4

+ 1

+ 1,5

- - 0,5

125

6,5

6,1

0,4

~ 0

+ 1

- - 1

130

m

9,5

9,3

0,2

- - 3

1 2

- - 1

135

14

14,3

0,3

1 3 - - 3 0 ( * )

- - 11,5 - - 28,5 (*)

- - 1,5 1,5 (*)

6vanouissement s61ectif centr~ de profondeur 20 dB. Retard 5,5 ns.

140

19

20

- - 1

m

- - 4 4

49,5

+ 5,5

145

14,2

14,3

- - 0,1

30(*) 11

28,5(*) I 11,5(*)

- - 1,5(*) + 0,5

150 155 160

m ~ i l l l l m ~ l m

9,6 6,5 3,3

9,3 6,1 3,7

0,3 0,4 - - 0,4

- - 2 + 1 + 2

- - 2 + 1 +1 ,5

- - - - + 0,5

A : a t t 6 n u a t i o n ,

TP~ : temps de propagation de groupe, Indice m : valeur mesur6e, Indicetn : valeur th6orique, (*) : valeurs correspondant h F = 137,5 et 142,5 MHz.

ANN. T~L~COMMUN., 41, n ~ 11-12, 1986 11/12


FIG. 15. - - Fonction de transfert mesur6e pour un 6vanouissement s61ectif centr6 de 20 dB

et un retard de 5,5 ns, dans une bande de 50 MHz. Marqueurs /l 120 et 160 MHz. Trace sup6rieure : r6ponse en amplitude. Trace inf6rieure : r6ponse en TPG.

Measured transfer function for a 20 dB centered fade with a 5.5 ns delay in a 50 MHz bandwidth.

Markers at 120 and 160 MHz. Upper trace : amplitude response. Lower trace : group delay response.

7. P E R S P E C T I V E S ET C O N C L U S I O N S

Cependant, ce simulateur pr6sente un potentiel de reproduct ion de fonctions de transfert plus universel que celui vis6 et mis en valeur au cours de cette 6tude. Pour chaque besoin de simulation particulier, une pr6-&ude permettrait de d6finir son domaine d 'appli- cabilit6. On pense naturellement aux capacit6s de simulation de distorsions telles que distorsions d ' amplitude ou de TPG, lin6aires, quadratiques ou autres. On disposerait ainsi d ' u n outil pr6cieux pour l '6tude des modulations. 11 reste darts chaque c a s h pr6ciser pour la bande de fr6quence utile recherch6e les valeurs extremes autoris6es des param6tres, en fonc- t ion de la modula t ion utilis6e par le syst6me h tester. Se pose alors la question de l 'utilisation du simulateur avec des modulat ions plus 61abor6es telles que la modula t ion MAQ-64 d6j/~ appliqu6e b, plusieurs syst6mes hertziens dans le monde. Sa sensibilit6 nettement accrue aux distorsions [14] la rend a priori plus d61icate. Les d6fauts de reproduct ion tol6rables,/x degr6 de confiance 6gal, devront ~tre r6duits. Notons que l 'occupat ion spectrale de ces syst6mes est moins importante ~t d6bit identique. Ceci autorise le choix d ' u n retard 0 plus grand, donc, h nombre de coefficients 6gal, une meilleure reproduct ion de la s61ec- tivit6. Ces objectifs sont les n6tres dans le cadre de la poursuite de ce travail.

R E M E R C I E M E N T S .

La conception et la r6alisation de ce simulateur ont 6t6 men6es / t bien dans un contexte de transmission hertzienne. Le nombre de coefficients du filtre, ind6pendamment du crit6re de choix appliqu6, semble 8tre un maximum admissible pour une complexit6 d ' implanta t ion raisonnable.

Les auteurs tiennent ~ remercier toutes les personnes

ayant participd g t l a rdalisation de ce projet. Citons

parmi elles M M . Ferrey (SAT), Bouidene, Turpin et Rannou (CNET-LAB).

Manuscri t reeu le 4 juin 1986, acceptd le 24 septembre 1986.

B I B L I O G R A P H I E

[1] LECLERT (A.), DRUAIS (]3.), MARTIN (L.), VANDAMME (P.). Propagation dans l'atmosph~re. Premiere partie: influence sur les faisceaux hertziens num6riques /l grande capacit6. Echo des Rech., Fr. (3 e trim. 1984), n ~ 117, pp. 5-14.

[2] GIGER (A.), BARNETT (W.). Effects of multipath propagation on digital radio. IEEE Ttrans. COM, USA (1981), 29, pp. 1345-1352.

[31 LECLERT (A.), VANDAMME (P.). Les dispositifs de lutte contre les effets des 6vanouissements s61ectifs dans les faisceaux hertziens num6riques. Ann. Tdldcommanic., Fr. (1985), 40, n ~ 11-12, pp. 634-650.

[4] SYLVAIN (M.), LAVERGNAT (L). Modelling the transfer function in medium bandwidth radio channels during multipath propagation. Ann. Tdldcommunic., Fr. (1985), 40, n ~ 11-12, pp. 584-603.

[5] RUSTAKO (A.), WOODWORTH (C.), ROMAN (R.), I-IOFF- MAN (I'-L). A laboratory simulation facility for multipath fading microwave radio channels. AT&T Tech. J., USA (1985), 64, n o 10, pp. 2281-2316.

[6] I'IOFFMEYER (J.), HARTMAN (W.). LOS microwave channel simulation. A survey of models, realisations and new concepts. Proc. Agard Conf., Gr6ce (juin 1984), pp. 22.1 22.16.

[7] LAVERGNAT (J.), SYLVAIN (M.). Statistiques de la fonction de transfert par trajets multiples pour des largeurs de

bande moyenne. Application /~ la pr6vision de la qualit6. Ann. Tdldcommunic., Fr. (1985), 40, n ~ 11-12, pp. 604-616.

[8] MARTIN (L.). Phase distortions of multipath transfer functions. Proc. Int. Conf. Comm., Pays-Bas (mai 1984), pp. 1437-1441.

[9] MARTIN (L.). Etude de la s61ectivit6 des 6vanouissements dus aux trajets multiples. Ann. Tdldcommunic., Fr. (1980), 35, n ~ 11-12, pp. 482-487.

[10l RABINER (L.), GOLD (]3.). Theory and application of digital signal processing. Prentice-Hall, USA, New-Jersey, (1975).

[111 BOOID~N~ (A.), VANDAMME (P.). Etude th6orique d'un simulateur d'6vanouissements s61ectifs pour faisceaux hertziens num6riques. Proc. Agard Conf., Grace (juin 1984), pp. 25.1 - 25.13.

[12] SOUFFLET (D.), JOINDOT (M.). Etude du comportement d'une modulation num6rique /l 16 6tats d'amplitude et de phase (MAQ16) dans un canal de transmission hertzienne. Ann. Tdldcommunic., Fr. (1979), 34, n ~ 7-8, pp. 401- 417.

[13]*** Bureau de Normalisation en Informatique. Rapport BNI 26/2, 2 e 6dition, septembre 1982.

[14] BORGNE (M.). Comparison of high-level modulation schemes for high-capacity digital radio systems. 1EEE trans. COAl, USA (mai 1985), 33, n ~ 5, pp. 442-449.

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conception et réalisation d’un simulateur de canal hertzien

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