О. П. Витковский

Лабораторный практикум

по схемотехнике

аналоговых электронных устройств

Саранск

Издательство Мордовского университета

2002

УДК 621.3.061 (075.8)

ББК З84

В541

Рецензенты:

кафедра физики Мордовского государственного педагогического института им. М.Е.

Евсевьева (зав. кафедрой – д.т.н., профессор В.К.Свешников);

А.А. Клоков – начальник бюро микропроцессорной техники НИЦ “Преобразователь” ОАО

“Электровыпрямитель”.

Витковский О. П.

Лабораторный практикум по схемотехнике аналоговых электронных устройств. –

Саранск, 2002. – 108с.

Учебное пособие предназначено для студентов, изучающих курс «Схемотехника аналоговых

электронных устройств», предусмотренной учебным планом специальности 200700

«Радиотехника». В нем имеются краткие теоретические сведения о работе электронных устройств

усиления и преобразования аналоговых сигналов, а также математические соотношения

необходимые для выполнения расчетных заданий. Особое внимание уделяется вопросам анализа

работы электронных устройств и рассмотрению физических процессов в схемах с учетом

обеспечения доступности для понимания студентами изложенного материала.

УДК 621.3.061 (075.8)

ББК З84

Предисловие

Изучение курса предполагает накопление определенного объема теоретических знаний

студентами, формирование профессионального мышления в области схемотехники, приобретение

практических навыков работы, которые необходимы при исследовании, разработке и

эксплуатации электронных устройств. Решению указанной задачи в ходе учебного процесса

способствуют предварительная подготовка студентов к выполнению лабораторных работ в

соответствии с заданием, получение количественных результатов исследований, их анализ и

оформление отчета.

Учебное пособие содержит краткие теоретические сведения о работе аналоговых

электронных устройств, их особенностях, области применения и методические указания к

выполнению работ. Особое внимание уделяется вопросам анализа работы электронных устройств

в различных режимах, рассмотрению физических процессов в схемах и математических

соотношений, отображающих эти процессы.

Содержание лабораторных работ и перечень рекомендуемых контрольных вопросов

ориентированы на приобретение практических навыков студентами по сборке электронных схем с

последующей их настройкой на заданный режим работы, снятие статических характеристик и

изучение принципа работы электронных устройств. Контрольные вопросы являются составной

частью тематического плана проведения коллоквиумов для промежуточной оценки знаний

студентов.

Для успешного выполнения и защиты лабораторных работ предполагается

самостоятельная подготовка студентов с использованием рекомендуемой литературы,

лекционного материала и данного учебного пособия. Уровень предварительной подготовки

студентов определяется преподавателем в процессе допуска к выполнению работы.

Лабораторная работа № 1

ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА

С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ

Цель работы – изучение принципиальной схемы каскада, влияния отдельных его элементов

на амплитудно-частотную характеристику, исследование режимов работы по постоянному и

переменному токам в диапазоне звуковых частот.

1. КРАТКИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ

Принцип усиления входного сигнала. Усилительный каскад, выполненный по схеме с

общим эмиттером (ОЭ) широко применяется для усиления электрических сигналов по току,

напряжению и мощности. В данной работе исследуется схема однокаскадного усилителя звуковой

частоты (УЗЧ) на биполярном транзисторе, однако возможно применение схемы ОЭ в

широкополосных и избирательных усилителях.

На рис.1.1 приведена принципиальная схема усилителя ОЭ, в котором эмиттерный вывод

транзистора является общим в цепи переменного тока для входного и выходного сигналов.

Рис. 1.1. Принципиальная схема усилительного каскада ОЭ

Основным элементом каскада является биполярный транзистор. В его базовой цепи

протекает ток от источника сигнала относительно малой величины, который управляет в раз

большим током коллектора и в )1( раз большим током эмиттера, где бdIdI /к –

дифференциальный коэффициент усиления транзистора по току. Значение может изменяться

для разных типов транзисторов от десятков до сотен. Другим свойством транзистора,

обеспечивающим усиление напряжения входного сигнала, является высокое сопротивление его

коллекторного перехода ) э ( кr . Поэтому в схеме замещения усилительного каскада (рис. 1.2)

коллекторная цепь транзистора отображается управляемым источником заданного тока бIβ с

внутренним сопротивлением ) э ( кr , равным для схемы с общим эмиттером нескольким десяткам

кОм [1].

Рис. 1.2. Схема замещения усилительного каскада ОЭ

Если пренебречь влиянием конденсаторов ) э ( кС , P2C и нC в диапазоне средних частот, то

с увеличением сопротивления нк~н || RRR до определенного значения, при котором

соблюдается неравенство ~н) э ( к Rr , не произойдет существенного снижения коллекторного

тока сигнала. Это приведет к увеличению падения напряжения сигнала на этом сопротивлении и

соответственно к возрастанию коэффициента усиления каскада по напряжению гвых /K eUU .

В схеме замещения ) э ( кС – емкость коллекторного перехода, бr = 100 400 Ом

отображает объемное сопротивление базы биполярного транзистора, эr 25 Ом –

дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, бR = 1R || 2R – сопротив ление

резистивного делителя по переменному току.

При анализе работы принципиальной схемы следует иметь в виду, что транзистор можно

представить как управля-

емое входным сигналом линейное эквивалентное сопротивление эт R относительно выводов

коллектор-эмиттер. Образованный делитель напряжения питания кE из сопротивлений этR и

~нR обеспечивает изменение напряжения на коллекторе по закону входного сигнала, т. е. энергия

источника питания преобразуется в энергию выходного сигнала. Сопротивление резистора эR

здесь не учитывается, так как на средних и высоких частотах оно шунтируется конденсатором эС .

Работа каскада в режиме постоянного тока. Этот режим характеризуется постоянными

значениями токов и напряжений в цепях коллектора, эмиттера и базы транзистора, которые

создаются источником питания кE . Режим работы каскада по постоянному току следует

выбирать таким образом, чтобы усиление сигнала выполнялось без искажений. В частности,

необходимо получить минимальный коэффициент нелинейных искажений ниK сигнала на

выходе при заданном его динамическом диапазоне. Данный коэффициент отображает присутствие

дополнительных гармонических составляющих в выходном сигнале, когда на вход каскада

подается синусоидальный сигнал.

ниK = 1

223

22 ...

U

UUU N ∙ 100% , (1.1)

где N, U , , UU 32 – дополнительные гармоники выходного напряжения, отсутствующие на

входе; 1U – первая гармоника выходного сигнала.

Появление дополнительных гармоник обусловлено наличием в вольт-амперных

характеристиках транзистора нелинейных участков. Неискаженный режим работы с

максимальным динамическим диапазоном можно получить только в том случае, если точка покоя

П выбрана, как показано на рис.1.3, в центре линейной области входных и выходных

характеристик транзистора [2].

а) б)

Рис. 1.3. Графическое построение режима покоя, токов и напряжений сигнала для каскада ОЭ на

выходных (а) и входных (б) характеристиках транзистора

Для выполнения построений на выходных характеристиках (рис. 1.3, а) проводят через

точку П линию нагрузки каскада по постоянному току (а – б) с учетом заданного напряжения

питания кE . Наклон этой линии к оси абсцисс описывается уравнением баланса напряжений в

выходной цепи каскада по постоянному току:

/E эккпккэп RRIU , (1.2)

где кэпU и кпI – напряжение коллектор-эмиттер и ток коллектора в точке покоя; эк / dIdI –

дифференциальный коэффициент передачи эмиттерного тока, его величина обычно находится в

пределах 0,9 0,99. Коэффициенты передачи и связаны соотношением = / (1 – ).

На выходных характеристиках точка "а" соответствует режиму холодного хода, когда

ккэк E=,0= UI , а точка "б" отображает режим короткого замыкания кэU = 0, при котором:

/

E

эк

кк

RRI

. (1.3)

Пересечение линии нагрузки (а – б) с выходной характеристикой в точке П соответствует

базовому току п2 бб II , что позволяет определить положение точки покоя на входной

характеристике транзистора, рис. 1.3, б.

Включение в эмиттерную цепь резистора эR создает отрицательную обратную связь

(ООС) по постоянному току, которая стабилизирует ток в указанной цепи, а следовательно

положение точки покоя при различных возмущающих воздействиях, обусловленных колебаниями

температуры окружающей среды, нестабильностью напряжения источника питания, изменениями

параметров элементов схемы и другими факторами. Принцип действия ООС состоит в следующем

– с ростом эмиттерного тока возрастает падение напряжения на эR , это приводит к увеличению

потенциала эмиттера относительно общей точки при неизменном потенциале базы, заданным

резистивным делителем напряжения 1R и 2R , в результате уменьшается разность потенциалов

база-эмиттер, что препятствует возрастанию базового и эмиттерного токов. С увеличением эR

возрастает эффективность действия ООС и повышается стабильность работы каскада, однако

увеличиваются потери энергии в схеме. При этом для сохранения заданного динамического

диапазона выходного сигнала требуется увеличение напряжения кE . С целью уменьшения потерь

энергии и повышения КПД в мощных усилительных каскадах применяют термокомпесационный

способ стабилизации рабочей точки.

С учетом приведенных построений на графиках (рис. 1.3) выполняется расчет значений

резисторов эR , 1R , 2R и кR . Значение эR определяют из условия заданного падения напряжения

на нем по уравнениям:

( ) кэп E 25,0÷05,0=U ; (1.4)

кпэпэ / IUR , (1.5)

где эпU – напряжение на эмиттере в режиме покоя относительно общей точки.

Сопротивление резистора кR определяют с учетом из значения кэпU , найденного в

процессе графических построений:

кп

эпкэпкк

Е

I

UUR

. (1.6)

Параметры делителя напряжения 1R и 2R определяют при известном значении

напряжения пбU с учетом относительно малого тока базы пбI в режиме покоя:

пд 53 бII , (1.7)

где дI – ток в цепи делителя.

Тогда можно записать:

пд

пкE1

б

б

II

UR

, (1.8)

дп /2 IUR б . (1.9)

Работа каскада в диапазоне средних частот. При подключении к входу усилителя (рис.

1.1) источника сигнала гe на постоянные составляющие токов и напряжений в транзисторе

накладываются переменные составляющие сигнала. Однако направление токов и полярность

напряжений остается неизменной, меняются только их значения во времени по закону управля

ющего сигнала.

Разделительные конденсаторы P1C и P2C необходимы для предотвращения протекания

постоянного тока соответственно в цепях источника сигнала и нагрузки. Это сохраняет заданный

режим работы транзистора по постоянному току. Конденсатор эC шунтирует резистор эR ,

исключая ООС по цепи переменного тока. В диапазоне средних частот реактивные сопротивления

конденсаторов P1C , P2C и эC относительно малы, а сопротивление емкости коллекторного

перехода ) э ( кС велико по сравнению с ) э ( кr . Емкость нагрузки нС в указанном диапазоне

частот выбирается обычно из условия выполнения неравенства сн~н XR , поэтому ее влиянием

на работу каскада также можно пренебречь.

При известном значении мгновенного напряжения входного сигнала вхu = ~эбu можно

найти по входной характеристике транзистора переменную составляющую тока базы ~бi , как

показано на рис. 1.3, б. Данный ток в базовой цепи транзистора вызывает появление переменной

составляющей тока в коллекторе ~~к бii . С учетом переменной и постоянной составляющих

коллекторного тока можно записать выражение баланса напряжений в цепи источника питания

кE :

~выхэпкэп~н~кккпкE uUURiRI , (1.10)

где ~выхu и ~кi – мгновенные значения переменных составляющих выходного напряжения и тока

коллектора.

Из приведенных построений на вольт-амперных характеристиках транзистора видно, что с

ростом напряжения вхu увеличивается мгновенное значение тока базы бi соответственно тока

коллектора кi и уменьшается напряжение на коллекторе выхu , т. е. напряжение на выходе

каскада находится в противофазе с напряжением на его входе.

Линия нагрузки (в – г) по переменному току (рис. 1.3, а) проходит через точку покоя

круче к оси абсцисс, чем линия по постоянному току, так как к~н RR . В общем случае угол

наклона нагрузочных линий определяется соотношением:

кн || RRy

xctg , (1.11)

где x – масштабный коэффициент по оси ординат, А/см;

у – масштабный коэффициент по оси абсцисс, В/см.

Если нR = , то указанные линии нагрузки совпадают. По точкам пересечения линии

нагрузки переменного тока с мгновенными значениями напряжения выхu можно найти

мгновенные значения тока коллектора кi . Как следует из построений, выполненных на вольт-

амперных характеристиках транзистора, нелинейные искажения базового и коллекторного токов

пренебрежимо малы, если размах сигнала не выходит за пределы линейной области этих

характеристик. Тогда в цепи нагрузки ~нR формируется неискаженный выходной сигнал.

Графические построения, приведенные на рис. 1.3, поз-воляют определить амплитудные

значения переменных составляющих токов ~кmI , ~бmI и напряжений m~Uвых. , m~бU э в цепях

транзистора и вычислить коэффициенты усилителя по току и напряжению при известном

амплитудном значении сигнала на базе m~бU э :

~~к /K1 mбm II ; mm UUU вх.вых. /=K′ ,

где mUвх. = m~бU э .

Зависимость амплитуды выходного напряжения mUвых. от амплитуды входного сигнала

mUвх. отображает амплитудная характеристика усилителя, приведенная на рис. 1.4.

Рис. 1.4. Амплитудная характеристика усилителя

Она имеет линейный участок ( а – б ), где входное и выходное напряжения не выходят за

пределы линейной области вольт-амперных характеристик транзистора. Дальнейшее увеличение

mUвх. приводит к ограничению роста mUвых. и к появлению нелинейных искажений.

При нулевом значении входного сигнала на выходе реального усилителя присутствует

относительно небольшое напряжение помехи помU , которое обусловлено следующими

основными факторами: наводками от построенных электромагнитных источников; пульсациями

постоянного напряжения источника питания с частотой, кратной частоте питающей сети;

тепловым шумом, вызванным флюктуационным движением электронов в объеме проводника.

Действующее значение напряжения шума на входе усилителя при температуре окружающей

среды 20 С приближенно определяется равенством:

fRU вхш 13,0 , мкВ, (1.12)

где вхR – активная составляющая входного сопротивления каскада (кОм); f – полоса

пропускания усилителя (кГц).

Практически наиболее опасен тепловой шум первого каскада. Обычно он составляет

заметную величину на выходе усилителя с большим коэффициентом усиления и с широкой

полосой пропускания, начиная от единиц МГц.

Очевидно, что минимальное напряжение выходного сигнала минU ограничено величиной

помехи, а его максимальное значение макU определяется точкой “б” излома линейного участка

амплитудной характеристики. Поэтому усиление сигнала может выполняться только в

определенном динамическом диапазоне БдD его амплитудных значений:

мин

макд lg20Б

U

UD , дБ. (1.13)

Для качественного воспроизведения усилителем музыкальных произведений этот диапазон

должен составлять 70 80 дБ.

Анализ работы каскада ОЭ в диапазоне средних частот выполним на основе схемы

замещения, приведенной на рис. 1.2, без учета влияния конденсаторов и емкости коллекторного

перехода ) э (кC транзистора. Очевидно, что входные и выходные цепи усилителя оказывают

существенное влияние на его коэффициенты усиления по току и напряжению [3]. В частности,

резистивные делители тока вх/ rRR бб во входной цепи и нкк / RRR – в выходной цепи

уменьшают коэффициент усиления каскада по току, где )1(эвх rбrr – входное

сопротивление транзистора. Коэффициенты передачи по напряжению указанных цепей

определяются выражениями:

вхгвхо вх. / RRR ; кнно вых. / RRR ,

где бRrR ||вхвх – входное сопротивление каскада.

Значение о вых. получено с учетом выражения:

о вых. = ххвых.вых /UU , (1.14)

где ххвых.U – выходное напряжение усилителя в режиме холостого хода при отключенной

нагрузке и присутствии в коллекторной цепи транзистора только сопротивления кR .

С целью количественной оценки влияния указанных цепей на параметры каскада запишем

выражение для определения коэффициента усиления по напряжению оус.K в режиме холостого

хода относительно сигнала вхU , обозначенного на рис.1.2:

оус.K = вх

к

э

к

вх

вых.хх

1

r

R

rrI

RI

U

U

бб

б

. (1.15)

Коэффициент усиления по напряжению 0KU , вычисленный с учетом нагрузки, равен:

вх

вых0K

U

UU =

вх

~н

r

R . (1.16)

Запишем выражение для определения 0KU с учетом влияния входных и выходных цепей

каскада:

0KU = вх

~н

вхг

вх

r

R

RR

R

= овх.γ 0KU

. (1.17)

Полученное выражение можно представить в виде:

0KU = 0вх. 0KU = овх.γ 0 вых. о.усK . (1.18)

Для определения коэффициента усиления каскада по то ку 0K I необходимо вначале найти

значения токов во входной цепи вхI и в цепи нагрузки нI :

б

бб

R

rRII вх

вх

; (1.19)

нк

к

нк

ккн

RR

RI

RR

RII б

. (1.20)

Выражение для коэффициента усиления по току получим в виде:

нк

к

вхвх

нKRR

R

rR

R

I

I

б

бIO

(1.21)

Выходное сопротивление каскада также определяется по его схеме замещенияю. С учетом

неравенства ээк rr можно записать:

к) э ( кквых || RrRR , (1.22)

где ) э ( кк rR .

Коэффициент усиления по мощности:

000 ККKгвх

нвых

вх

нIUP

eI

IU

P

P

. (1.23)

Работа каскада в диапазоне низких частот. В этом диапазоне оказывают существенное

влияние на работу усилителя разделительные конденсаторы P1С , P2C и конденсатор эC ,

шунтирующий резистор эR по цепи переменного тока. Реактивные сопротивления этих

конденсаторов на нижней частоте звукового диапазона нf = 20 Гц сравнимы с активными

сопротивлениями входных и выходных цепей усилителя, поэтому их следует учитывать при

анализе работы схемы [4].

Указанные конденсаторы обусловливают уменьшение коэффициента усиления каскада по

напряжению на низких частотах, как показано на графике его амплитудно-частотной

характеристики (АЧХ), приведенной на рис.1.5.

Рис. 1.5. Амплитудно-частотная характеристика каскада

В частности, по мере уменьшения частоты возрастает падение напряжения входного

сигнала на конденсаторах P1С и эC , в результате уменьшается его значение на переходе база-

эмиттер транзистора, а следовательно становятся меньше переменные составляющие токов базы,

эмиттера и коллектора. На конденсаторе P2C аналогично создается дополнительное падение

напряжения выходного сигнала, который снимается с коллектора транзистора в цепь нагрузки. В

результате указанных причин возникает спад АЧХ на нижних частотах.

На частоте диапазона нf спад АЧХ приводит к возникновению частотных искажений

сигнала, величина которых оценивается коэффициентом нM :

нM = нК/К 0 UU , (1.24)

где нКU – коэффициент усиления каскада по напряжению на нижней частоте диапазона нf .

Каждый конденсатор вносит свою долю в полный коэффициент искажений в соответствии

с выражением:

нM = н сэ.н вых.н вх. MMM , (1.25)

где н сэ.н вых.н вх. MиM,M – искажения, вносимые соответственно конденсаторами P1С , P2C

и эC .

Обычно значения емкостей этих конденсаторов выбирают из условия, чтобы нM было

меньше либо равно значению 1,41.

В диапазоне низких частот, где влияние конденсаторов ) э ( кC и нС на работу каскада

пренебрежимо мало, запишем выражение для комплексного коэффициента передачи входной цепи

усилителя:

)26.1(,1

1)(

11

1

вх.н

вх.о

вхг

вхг

вх

вхг

вх

г

вхн вх.

P1

P1

jRRСj

RR

R

СjRR

R

e

U

где нвх. – постоянная времени заряда конденсатора P1С ,

нвх. = )( вхгP1 RRC . (1.27)

Модуль комплексного коэффициента передачи входной цепи находим из выражения:

2

н вх.

о вх.н вх.

11

||

. (1.28)

Выражение для коэффициента частотных искажений входной цепи:

2

н вх.н вх.

о вх.н вх.

11

||M

. (1.29)

Если искажения на нижней частоте диапазона заданы, то можно найти емкость

разделительного конденсатора P1С :

Р1C =

1М2

10

2н вх.вхг

6

RRf , мкФ. (1.30)

Коэффициент частотных искажений для выходной цепи и емкость разделительного

конденсатора Р2C можно найти по выражениям:

2

нвых.н вых.

11M

; (1.31)

1М2

10

2н вых.нвых

6

P2

RRf

С

, мкФ, (1.32)

где )( нвыхн вых. P2 RRC .

Частотные искажения, вносимые конденсатором эC , приближенно определяются по

формуле:

2

нсэ.нсэ.

11M

, (1.33)

где эквэнсэ. RC – постоянная времени эмиттерной цепи усилителя.

Эквивалентное сопротивление в эмиттере транзистора равно:

тэээкв ||= RRR ,

где тэR – сопротивление эмиттерной цепи транзистора.

Уравнение (1.33) можно использовать только при значениях н сэ.M , близких к единице,

что приемлемо в ряде практических случаев [3]. Для этого электролитический конденсатор эC

выбирают относительно большой емкости, обычно 50200 мкФ, однако его габариты невелики,

так как рабочее напряжение на конденсаторе не превышает десятых долей от напряжения

источника питания.

Сопротивление тэR можно определить, если представить схему замещения каскада в виде,

приведенном на рис. 1.6.

Рис. 1.6. Схема замещения каскада ОЭ в диапазоне нижних

частот с учетом конденсатора СЭ

При этом принято допущение, что разделительный конденсатор P1С несущественно влияет

на сопротивление входной цепи. Погрешность, обусловленная этим допущением, приведет к

некоторому уменьшению заданного значения нM для всего каскада, т. е. не ухудшит его

качественные показатели. На схеме замещения бRRR ||гг и )(/ ггг бб RRRee , тогда можно

составить выражение для определения сопротивления тэR :

11

1

1

гвхгбэгбэтэ

RrRrrRrrR . (1.34)

Величина частотных искажений и значение конденсатора эC при заданном коэффициенте

н сэ.М вычисляются по выражениям:

2тэээ

нсэ.||

11 M

RRС ; (1.35)

1М||2

10

2н сэ.тээ

6

э

RRf

С

, мкФ. (1.36)

Модуль комплексного коэффициента передачи по напряжению непосредственно самого

усилителя с учетом влияния только конденсатора эC равен:

н сэ. ус. ус. M/КК 00 . (1.37)

Выражение для вычисления модуля коэффициента передачи по напряжению с учетом

влияния входных и выходных цепей каскада запишем, используя равенства (1.18), (1.25) и (1.37).

ннсэ.нвых.нвх.

оус.овых.вх.онн M

К=

MMM

К=)(К=К

0U

UU

γγω . (1.38)

С ростом частоты входного сигнала значение 1Mн . По данному выражению можно

вычислить и построить АЧХ каскада в нижнем и среднем диапазонах частот.

Работа каскада в верхнем диапазоне звуковых частот. Коэффициент усиления каскада

на высоких частотах зависит от ряда факторов, в том числе от частотных свойств транзистора и

величины емкости нагрузки нС . В общем случае влияние частотных свойств транзистора

проявляется, когда его граничная частота ниже верхней частоты рабочего диапазона усилителя.

При этом емкость коллекторного перехода ) э ( кС , приведенная на схеме замещения (рис. 1.2)

начинает шунтировать на высоких частотах источник заданного тока бI , в результате

уменьшаются коллекторный ток и напряжение сигнала на нагрузке. Емкость эмиттерного

перехода, включенная параллельно сопротивлению эr , также влияет на частотные свойства

транзистора, но в гораздо меньшей степени, чем ) э ( кС , из-за малого сопротивления эr , поэтому в

схеме замещения не учитывается. С повышением частоты уменьшается также коэффициент

передачи базового тока , он становится комплексным.

В рассматриваемом усилителе звуковой частоты верхняя частота вf рабочего диапазона

принята равной 18 кГц, поэтому параметры транзистора остаются практически такими же, как и в

режиме постоянного тока. В результате не будет спада АЧХ в верхнем диапазоне звуковых частот

при отключенной емкости нагрузки.

Если емкость нC 0 и ее реактивное сопротивление на частоте вf соизмеримо с

сопротивлением ~нR , то наблюдается спад АЧХ в диапазоне верхних частот усилителя, так

какуменьшается комплексное сопротивление нагрузки н

.

Z при неизменном значении переменной

составляющей коллекторного тока:

~нн

~н

н~н

н~н

н

.

11

1

RСj

R

СjR

СjR

Z

. (1.39)

Комплексный коэффициент передачи каскада на верхних частотах диапазона можно

записать в виде:

~нн~нн

о вх.в

1

K

1

KК 00

RСjRСj

UUU

. (1.40)

Модуль коэффициента передачи равен:

в

~нн

ввM

K

1

KKК 0

2

0 UUUU

RC

, (1.41)

где вМ – коэффициент частотных искажений в области высоких частот.

При заданном значении вМ на верхней частоте диапазона можно определить допустимую

емкость нагрузки нС

1М2

10

2в~нв

6

н

R f

C

, мкФ (1.42)

Приведенная на рис. 1.5 АЧХ отображает частотные искажения на нижней и верхней границах

диапазона, равные нМ = вМ = =1,41, что соответствует коэффициенту усиления 0K707,0 U .

2. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНОЙ УСТАНОВКИ

Лабораторная установка включает блок усилителей, поз-

воляющий собрать с помощью соединительных перемычек одну из классических схем – с общим

эмиттером, общей базой или общим коллектором, а также содержит необходимые для

исследования приборы – генератор звуковой частоты и осциллограф С1-64А.

На передней панели блока усилителей изображен набор радиоэлементов с указанием их

номинальных значений, выводы которых подключены к коммутационным штырям. Схема панели

блока усилителей приведена на рис. 2.1. Здесь на вход ЗГ подается относительно общей точки

сигнал от звукового генератора. При этом имеется возможность дискретно изменять величину

входного сигнала, используя резистивный делитель напряжения.

Рис. 2.1. Схема панели блока усилителей

Конденсаторы С2, С6 и С9 в базовой и коллекторной цепях транзистора используются в

качестве разделительных, а конденсатор С7 выполняет роль разделительного в схеме ОБ или

используется для шунтирования резистора R8 в схеме ОЭ. Конденсаторы С8 и С11 применяются в

качестве нагрузки и могут подключаться к выходу усилителя при снятии параметров АЧХ

соответственно в каскадах ОЭ, ОБ и ОК. Так как каскад ОК имеет малое выходное сопротивление,

то для получения заметного спада АЧХ на высоких частотах необходимо использовать отно

сительно бόльшую емкость С11.

Для уменьшения пульсаций напряжения источника питания +12 В на базе транзистора

применяется низкочастотный фильтр на элементах С10, R10. В качестве коллекторной нагрузки

используется резистор R13. Потенциометр R4 и сопротивление R5 позволяют задать необходимый

потенциал базы относительно общей точки и выбрать оптимальный режим работы каскада по

постоянному току.

Последовательно с базой транзистора включено сопротивление R19 = 3 кОм, необходимое

для измерения базового тока при исследовании каскада ОК и вычисления коэффициента усиления

по току КI . В схемах с ОЭ и ОБ это сопротивление не используется, поэтому шунтируется

перемычкой. Так как входное сопротивление каскада ОК относительно велико и в случае

применения биполярных транзисторов составляет обычно 30 100 кОм, то включение

резистора R19 несущественно влияет на величину базового тока. Измерение разности потенциалов

на этом сопротивлении выполняется с помощью двулучевого осциллографа. Для этого

устанавливается в обоих каналах нужная чувствительность развертки по вертикали вольт/деление

соответствующими переключателями. Затем подключаются сигнальные входа осциллографа к

зажимам резистора (или другого элемента схемы) для измерения разности потенциалов на нем

относительно общей точки.

Переключатель "режим работы" осциллографа устанавливается в положение I II, а

тумблер "полярность" переключается в положение "–". В результате выполняется вычитание

разности потенциалов на сигнальных входах осциллографа и отображение на экране величины

напряжения на резисторе.

3. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

3.1. Соберите на лабораторной установке принципиальную схему каскада с ОЭ по рис. 3.1,

используя соединительные проводники. После проверки собранной схемы преподавателем

включите установку.

3.2. Подключите один вход двулучевого осциллографа к зажиму ЗГ, а другой вход

подключите к сопротивлению нагрузки R18 каскада с целью наблюдения формы и величины

выходного напряжения усилителя, при этом конденсатор С8 должен быть отключен.

Рис. 3.1. Принципиальная схема каскада ОЭ

лабораторной установки

3.3. Используя звуковой генератор, установите сигнал на входе ЗГ усилителя амплитудой

В05,0.вх mU и частотой 1 кГц.

3.4. Вращая поочередно потенциометр R4 и изменяя в небольших пределах уровень

входного сигнала, добейтесь получения максимального неискаженного синусоидального сигнала

на выходе усилителя Uвых.мак .

3.5. Плавно уменьшая сигнал с выхода генератора, установите амплитудное значение

выходного напряжения усилителя, равное 0,8Uвых.мак .

3.6. Измерьте с помощью осциллографа значения входного и выходного сигналов,

вычислите коэффициент усиления каскада по напряжению и запишите результаты измерений.

3.7. Отключите сигнал генератор от входа усилителя, выполните измерения и запишите

постоянные значения напряжений на коллекторе, эмиттере и базе транзистора относительно

общей точки.

3.8. Подключите осциллограф по описанию пункта 3.2 и снимите АЧХ усилителя

fFU К не менее чем в восьми точках рабочего диапазона частот нf = 20 Гц, вf = 18

кГц. При этом в каждой точке измерений контролируйте уровень входного сигнала, обеспечивая

mU вх. = const. Приведите таблицу измерений, укажите в ней значения – f, mUвых. , UК и

постройте график АЧХ, используя логарифмическую шкалу частот.

3.9. Подключите параллельно резистору R18 конденсатор С8 и повторно снимите АЧХ по

пункту 3.8.

3.10. Снимите амплитудную характеристику усилителя mUвых. = F ( mU вх. ) при частоте

входного сигнала 1 кГц не менее чем в восьми точках, включая область ограничения выходного

напряжения. Результаты измерений занесите в таблицу и постройте график.

4. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА

4.1. Укажите название и цель работы.

4.2. В теоретической части приведите принципиальную схему каскада ОЭ и его схему

замещения, опишите работу каскада в режимах постоянного и переменного токов, укажите

назначение отдельных элементов схемы. Приведите основные соотношения, отображающие

физические процессы работы каскада.

4.3. В практической части работы приведите принципиальную схему исследуемого

усилителя. По пунктам раздела 3 опишите выполнение операций при измерениях и снятии

характеристик, а также после каждого выполненного пункта приведите результаты измерений,

таблицы и графики.

Примечание. Общие требования к оформлению лабораторных работ: работы

представляйте к защите на листах формата А4; схемы и графики чертите карандашом;

графическое обозначение элементов схемы и их размеры выполняйте в соответствии с ГОСТ по

разработке и оформлению конструкторской документации РЭА.

5. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

5.1. Как установить режимы работы каскада по постоянному и переменному токам, чтобы

нелинейные искажения выходного сигнала были минимальны?

5.2. Каким образом определить напряжение на базе транзистора при заданном положении

точки покоя?

5.3. С учетом каких условий задаются постоянные потенциалы на коллекторе и эмиттере

транзистора в режиме покоя?

5.4. Обоснуйте справедливость схемы замещения каскада ОЭ по переменному току.

5.5. Благодаря каким свойствам транзистора обеспечивается усиление сигнала по току и

напряжению?

5.6. Как формируется сигнал ООС по постоянному току с помощью резистора R8 в схеме

лабораторной установки?

5.7. Каково назначение разделительных конденсаторов в схеме усилителя?

5.8. Почему на нижней частоте диапазона нf наименьшее усиление каскада по току и

напряжению?

5.9. Какими причинами обусловлен спад АЧХ в верхнем диапазоне частот?

5.10. Почему на средних частотах диапазона коэффициенты передачи усилителя по току и

напряжению остаются практически неизменными?

Лабораторная работа № 2

ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА С

ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ

Цель работы – анализ отличительных особенностей каскада ОК и области его применения,

исследование режимов работы и характеристик в диапазоне звуковых частот, определение

основных параметров.

1. КРАТКИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ

Отличительные особенности каскада с общим коллектором. Принципиальная схема

каскада приведена на рис. 1.1. Здесь коллекторный вывод является общим относительно входных

и выходных зажимов, так как по цепи переменного тока коллектор имеет нулевой потенциал

благодаря пренебрежимо малому внутреннего сопротивления источника питания.

Рис. 1.1. Принципиальная схема усилительного каскада ОК

Отличительной особенностью данной схемы является наличие ООС по току, которая создается

благодаря включению сопротивления нагрузки в эмиттерную цепь транзистора. В диапазоне

средних частот сопротивление этой нагрузки равно нэ~н || RRR , так как влиянием

конденсаторов Р2С и нC можно пренебречь. В этом случае фаза напряжения входного сигнала

вхU совпадает с фазой базового и эмиттерного токов транзистора. Действие ООС состоит в том,

что изменение мгновенного значения сигнала вхU на базе транзистора относительно общей точки

приводит к пропорциональному изменению напряжения эосu обратной связи на его эмитторе, при

этом эосu = выхu . Сигналы вхu и выхu изменяются синфазно относительно общей токи, в

результате напряжение бэu на выводах база-эмиттер транзистора равно разности вх= uuбэ – выхu .

В связи с этим справедливо неравенство выхu < вхu , т. е. коэффициент усиления каскада по

напряжению меньше единицы. Кроме этого ООС приводит к уменьшению переменной

составляющей базового тока, что обусловливает высокое входное сопротивление вхr базовой

цепи транзистора.

Усиление сигнала по току обеспечивается свойствами транзистора, в частности

коэффициентом передачи базового тока в эмиттерную цепь 1э бII . Коэффициент

усиления по току всего каскада IK вхн / II меньше значения 1 + , так как часть входного тока

ответвляется в цепь делителя 1R и 2R , а часть тока эмиттера ответвляется в сопротивление эR .

Благодаря высокому входному сопротивлению вхr можно получить коэффициент усиления

каскада ОК по току значительно больше, чем в схеме ОЭ, если увеличить сопротивления

резистивного делителя 1R и 2R . Это позволит уменьшить ток в цепи делителя и соответственно

входной ток IВХ от источника сигнала. При этом постоянное напряжение на базе транзистора не

изменится, если ток смещения в базовой цепи останется пренебрежимо малым по сравнению с

током в цепи делителя. Каскад ОК отличается также относительно малым выходным

сопротивлением, что позволяет подключить к его выходу низкоомную нагрузку.

Изложенные свойства усилителя являются основанием для его практического применения

в качестве согласующего (буферного) каскада в тех случаях, когда источник сигнала имеет

высокое внутреннее сопротивление при малом значении сопротивления нагрузки.

Непосредственное подключение нагрузки к такому источнику неэффективно, поскольку бóльшая

часть напряжения источника сигнала будет падать на его внутреннем сопротивлении и малая часть

на сопротивлении нагрузки. В результате мощность сигнала на нагрузке окажется недостаточной.

В двухтактных выходных каскадах усилителей звуковой частоты часто применяют схему с

ОК для подключения в общую эмиттерную цепь транзисторов громкоговорителя без

согласующего трансформатора, активное сопротивление нагрузки которого может составлять

единицы Ом.

Работа каскада в режиме постоянного тока. Выбор режима по постоянному току

выполняется из условия получения малых нелинейных искажений выходного сигнала в заданном

динамическом диапазоне. Для этого можно воспользоваться вольт-амперными характеристиками

транзистора, снятыми в схеме ОЭ, так как эмиттерный и коллекторный токи отличаются

незначительно. Постоянное напряжение на эмиттере в режиме покоя эпU должно превышать

амплитуду максимально допустимого напряжения выходного сигнала UВЫХ. М Д.:

д мвых.эп UU (1,2 1.3 ). (1.1)

Если не будет выполняться данное условие, то транзистор в схеме рис. 1.1 перейдет в

режим отсечки при отрицательной полярности входного сигнала. С ростом положительной

полярности сигнала на базе не происходит насыщения транзистора из-за наличия глубокой ООС

по току, пока мгновенное значение напряжения на эмиттере не достигнет напряжения питания ЕК .

На основе уравнения баланса в цепи источника питания для режима покоя запишем:

эпккэп E UU . При заданном положении точки покоя П и известном значении кэпU можно

определить путем графических построений на выходных характеристиках транзистора токи IЭП и

пбI , а затем найти значение эпэпэ / IUR . Далее следует "перенести" точку покоя на входную

характеристику транзистора и определить напряжения эпбU и эпэпп UUU бб . Используя

выражения (1.7) – (1.9), приведенные ранее для схемы ОЭ можно найти значения резисторов 1R и

2R .

Линия нагрузки по постоянному току проводится в соответствии с уравнением

ккэээ EuRi , где эi – мгновенное значение тока эмиттера; кэu – мгновенное значение

напряжения на транзисторе. Эта линия проводится через точки с координатами: ккэ E=u ; эi = 0

и кэu = 0; эi = эк /E R .

Работа каскада в режиме переменного тока. Рассмотрим данный режим на основе схемы

замещения каскада с ОК, приведенной на рис. 1.2. Отличие от схемы с ОЭ состоит в том, что здесь

нагрузка включается через разделительный конденсатор P2C в цепь эмиттера параллельно с эR .

Коллекторный вывод транзистора соединен по цепи переменного тока с общей точкой. В среднем

диапазоне частот сопротивление конденсаторов P1С и P2C пренебрежимо мало, а емкость нC

выбрана небольшой по величине, поэтому нагрузку можно представить как чисто активное

сопротивление нэ~н || RRR .

Рис. 1.2. Схема замещения усилительного каскада ОК

Тогда для определения сопротивления входной цепи транзистора вхr можно использовать

выражение:

~нэквх ||1 Rrrrr б . (1.2)

С учетом неравенства ~нэ к Rrr запишем:

~нэвх 1 Rrrr б . (1.3)

Входное сопротивление каскада:

~нэвх 1|| RrrRR бб . (1.4)

Из последнего выражения следует, что входное сопротивление данного каскада

существенно зависит от значения бR = 1R || 2R и может быть значительно выше, чем в схеме ОЭ

благодаря относительно малому току пбI .

Выходное сопротивление усилителя определяется сово купностью параллельно

включенных сопротивления эR и входных цепей транзистора:

1

|||| г

ээвыхRRr

rRR бб . (1.5)

Значение выхR зависит от внутреннего сопротивления источника сигнала гR и бR , однако эта

зависимость невелика из-за присутствия в выражения (1.5) коэффициента деления 1 + .

Из приведенных выражений (1.4) и (1.5) следует, что для получения высокого входного и

низкого выходного сопротивлений каскада необходимо выбрать транзистор с большим значением

.

Коэффициент усиления по напряжению вычислений относительно вхU :

UOК

11

1

~э

~н

вх

вых

нб Rrβr

Rβ

U

U. (1.6)

С учетом входных цепей каскада выражение UOК запишется в виде:

UOКвхг

вх

г

вых

RR

R

е

U

UOK . (1.7)

Напряжение на выходе каскада примерно равно напряжению на его входе и совпадает по

фазе, поэтому каскад ОК называют эмиттерным повторителем.

При вычислении коэффициента усиления по току КI 0 находим ток в цепи резистора нR ,

учитывая неравенство ~нк Rr :

нэ

эн 1

RR

RII б

, (1.8)

где нээ / RRR – делитель тока в эмиттерной цепи транзистора.

Входной ток IВХ определяется также, как и в схеме ОЭ.

Коэффициент усиления по току:

IOК вхнэ

э

вх

н 1rR

R

RR

Rβ

I

I

б

б

. (1.9)

Усиление сигнала по мощности определяется соотношением:

PК гвх

нвых

вх

н

еI

IU

Р

РIOUOКК . (1.10)

Линию нагрузки по переменному току проводят через точку покоя под углом

аналогично рис. 1.3, а в схеме ОЭ:

ctg = y

x(RН || RЭ ). (1.11)

В ряде практических случаях применяют схему эмиттерного повторителя на составных

транзисторах, в которой эмиттерный вывод одного из них VТ1 подключается к базе второго VТ2, а

коллекторные выводы объединяются вместе и подключаются к источнику питания. В такой схеме

ток, усиленный транзистором VТ1, является входным током транзистора VТ2, поэтому

коэффициент усиления по току относительно большой:

КI 0 ( 1 + 1) ( 1 + 2 ), (1.12)

где 1 и 2 – коэффициенты передачи базового тока транзисторов VТ1 и VТ2. Недостатком

эмиттерного повторителя на составных транзисторах является сильная зависимость режима покоя

от температуры.

В диапазоне нижних частот влияние разделительных конденсаторов P1С и P2C в данном

случае аналогично, как и в схеме ОЭ, поэтому имеет место спад АЧХ. Благодаря высокому

входному сопротивлению каскада ОК емкость разделительного конденсатора P1С требуется

меньше при заданных частотных искажениях, вносимых этим конденсатором по сравнению с

каскадом ОЭ. Величина емкости P2C выбирается относительно большой при малом

сопротивлении нагрузки.

В диапазоне высоких частот уменьшаются коэффициен ты передачи каскада по току и

напряжению. Однако степень влияния нC в этом диапазоне значительно меньше, чем в схеме с

ОЭ, так как выходное сопротивление каскада ОК относительно мало, что видно при сравнении

выражений (1.22) и (1.5) для указанных схем. Поэтому применение каскада ОК целесообразно при

наличии низкоомной активно-емкостной нагрузки.

2. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

2.1. Соберите на лабораторной установке принципиальную схему каскада ОК по рис. 2.1,

используя соединительные проводники. После проверки собранной схемы преподавателем

включите установку.

Рис. 2.1. Принципиальная схема каскада ОК

лабораторной установки

2.2. Подайте сигнал с выхода звукового генератора на вход 3Г блока усилителей

амплитудой 1 В и частотой 1 кГц.

2.3. Подключите один вход двулучевого осциллографа к зажиму 3Г, а другой вход

подключите на выход каскада к резистору R18 при отключенном конденсаторе С11. С помощью

потенциометра R4 установите режим работы каскада по постоянному току таким, чтобы

отсутствовали искажения формы выходного синусоидального сигнала при наибольшей его

амплитуде вых.макU .

2.4. Уменьшите сигнал от генератора до величины 0,8 вых.макU , выполните измерение с

помощью осциллографа коэффициента усиления каскада по напряжению и запишите результаты

измерений.

2.5. Определите амплитудное значение входного тока сигнала в базовой цепи транзистора

mIб с помощью сопротивления R19. Для этого подключите входа осциллографа к выводам

указанного сопротивления и измерьте амплитуду напряжения сигнала на нем. Методика

измерения разности потенциалов приведена в описании лабораторной работы 1, раздел 2. После

измерений вычислите ток в цепи резистора R19. По известному значению напряжения mUвых.

найдите ток mIн в цепи нагрузки R18 и вычислите коэффициент усиления базового тока

транзистора mm IIKI бнб /= .

2.6. Измерьте постоянное напряжение на резисторе R5 и определите суммарное

сопротивление R последовательно соединенных потенциометра R4 и резистора R10 по

выражению:

5

5К 5E104

R

R

U

RURRR

.

2.7. Выполните измерение амплитудного значения сигнала на входе каскада mU вх. и

определите входной ток:

mбm IURR

RRI

mвх.вх.

5

5.

Затем вычислите коэффициент усиления каскада по току OIК = mIн / mI вх. .

2.8. Подключите осциллограф по описанию пункта 2.3 и снимите АЧХ усилителя не менее

чем в восьми точках рабочего диапазона частот нf = 20 Гц, вf = 18 кГц. В каждой точке

измерений контролируйте уровень входного сигнала, обеспечивая mU вх. = const. Приведите

таблицу измерений, указав в ней значения f, mU вых. , КU ( ) и постройте график АЧХ КU ( ) =

= F ( f ), используя логарифмическую шкалу частот.

2.9. Подключите параллельно резистору R18 конденсатор С11 и повторно снимите АЧХ по

пункту 2.8.

2.10. Снимите амплитудную характеристику усилителя mU вых. = F ( mU вх. ) при частоте

входного сигнала 1 кГц не менее чем в восьми точках, включая область насыщения. Результаты

измерений занесите в таблицу и постройте график.

3. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА

3.1. Укажите название и цель работы.

3.2. В теоретической части приведите принципиальную схему каскада ОК и его схему

замещения, изложите принцип работы каскада в режимах постоянного и переменного токов,

опишите его отличительные особенности и область применения. Приведите основные

соотношения для определения параметров каскада в среднем диапазоне частот.

3.3. В практической части работы приведите принципиальную схему исследуемого

усилителя. После каждого выполненного пункта раздела 2 приведите его описание, а также

результаты измерений, таблицы, графики, расчетные соотношения и вычисления.

4. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

4.1. Каким образом задается режим работы каскада по постоянному току?

4.2. Почему усилитель ОК имеет высокое входное и низкое выходное сопротивления?

4.3. Почему коэффициент усиления по напряжению в схеме усилителя меньше единицы?

4.4. Какие элементы схемы и почему влияют на коэффициент усиления по току?

4.5. Какие физические процессы в схеме обусловливают спад АЧХ на нижних и высоких

частотах диапазона?

4.6. Каковы отличительные особенности работы каскада ОК от других схем включения

транзистора?

4.7. Почему в схеме ОК возникает отрицательная обратная связь по переменному и

постоянному токам?

4.8. Какой физический смысл вкладывается в термин "эмиттерный повторитель"?

4.9. В каких практических случаях целесообразно применение эмиттерного повторителя?

4.10. Каковы достоинства и недостатки схемы усиления на составных транзисторах?

Лабораторная работа № 3

ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА

С ОБЩЕЙ БАЗОЙ

Цель работы – исследование режимов работы и характеристик каскада ОБ в диапазоне

звуковых частот, изучение его принципа работы, отличительных особенностей и назначения

отдельных элементов схемы.

1. КРАТКИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ

Отличительные особенности построения схемы усилителя. В схеме, приведенной на

рис. 1.1, базовый вывод транзистора является общим по отношению к входному и выходному

сигналам, так как он подключен к нулевому потенциалу через конденсатор бC .

Рис. 1.1. Принципиальная схема каскада ОБ

Емкость этого конденсатора выбирается достаточно большой, чтобы переменное

напряжение сигнала на базе в ниж ней точке частотного диапазона нf было пренебрежимо мало.

Напряжение сигнала подается от источника гe на выводы эмиттер-база транзистора через

разделительные конденсаторы P1С и бC . Причем эти конденсаторы не должны создавать

существенного сопротивления для протекания тока в контуре – ге , гR , P1С , переход эмиттер-

база и бC , иначе снизится коэффициент усиления каскада по напряжению.

Ток сигнала, протекающий в коллекторной цепи транзистора, создает падение напряжения

на резисторе ,кR значительно превышающее напряжение на входе вхU каскада. Переменная

составляющая этого напряжения подается через разделительный конденсатор P2C в цепь нагрузки

нR , в результате формируется выходной сигнал выхU . Очевидно, что резистор кR необходим для

выделения напряжения сигнала в коллекторной цепи транзистора. С увеличением кR до

определенного предела, пока ток коллектора кI уменьшается незначительно, возрастает падение

напряжения на нем и соответственно напряжение выхU . Однако возможность увеличения кR

ограничена рядом факторов: заданным режимом работы каскада по постоянному току; конечным

значением сопротивления коллекторного перехода транзистора бкr ; взаимосвязью величины кR

с сопротивлением нагрузки.

В режиме холостого хода работы усилителя, когда отключена нагрузка, только

сопротивление кR может влиять на величину тока сигнала в коллекторной цепи, если оно

соизмеримо с бкr . Схема замещения каскада ОБ, приведенная на рис. 1.2, отображает свойства

транзистора как источника заданного тока с коэффициентом передачи в коллекторной цепи эI и

внутреннем сопротивлением бкr .

Рис. 1.2. Схема замещения усилительного каскада ОБ

Конфигурация этой схемы соответствует принципиальной, однако в ней не отображен

конденсатор бC , так как в диапазоне низких частот его влияние пренебрежимо мало по сравнению

с конденсаторами P1С и P2C . Это обусловлено тем, что базовый ток транзистора намного меньше

токов в эмиттерной и коллекторной цепях, поэтому можно обеспечить относительно малые

частотные искажения, вносимые конденсатором бC . В практических схемах, как правило, кR <<

бкr , однако максимально возможное значение кR в схеме ОБ больше, чем в схеме ОЭ, так как

соотношение сопротивлений их коллекторных переходов определяется выражением бкr =

)1(э к r , где бкr 0,5 1 МОм. В схеме ОБ можно получить достаточно большой

коэффициент усиления по напряжению, однако для этого необходимо увеличить сопротивление

кR . При подключенной нагрузке к выходу каскада полное сопротивление в коллекторной цепи

транзистора уменьшается, так как нR включается параллельно кR по цепи переменного тока,

что приводит к уменьшению напряжения выхU . Если нагрузка низкоомная, то целесообразно

применить схему эмиттерного повторителя в качестве буферного каскада.

Выбор режима покоя усилителя. С целью выбора режима покоя и определения

параметров элементов схемы необходимо выполнить графические построения на вольт-амперных

характеристиках транзистора, как показано на рис. 1.3. Для этого на входной характеристике (рис.

1.3, б) задается положение точки покоя таким образом, чтобы при наибольшей амплитуде

входного сигнала mUвх. ~.эб mU эта точка не выходила за пределы линейной области

характеристики. Затем путем графических построений определяются значения эпI и эбпU , точка

покоя переносится на выходные характеристики (рис. 1.3, а) и находятся соответствующие

значения кпI , кбпU . Из графиков видно, что в цепях транзистора присутствуют постоянные токи

и напряжения, создаваемые источником питания, на которые накладываются переменные

составляющие, образованные источником сигнала.

а) б)

Рис. 1.3. Графическое построение режима покоя, токов и напряжений сигнала для каскада ОБ на

выходных (а) и входных (б) характеристиках транзистора

Режим постоянного тока предполагает наличие постоянной составляющей в коллекторном

напряжении транзистора примерно равной кпU (0,6 0,7) кЕ . Это необходимо для получения

наибольшего динамического диапазона выходного сигнала.

Данные, полученные в ходе графических построений, позволяют определить значения

резисторов эR , кR , 1R и 2R по выражениям, приведенным для схемы ОЭ (1.4) – (1.9).

Работа усилительного каскада в режиме переменного тока. Схема каскада ОБ в

отличии от ранее рассмотренных не усиливает сигнал по току, так как ее входной ток вхI больше

чем ток в цепи нагрузки нI . Однако коэффициент усиления по напряжению в данной схеме может

превышать при определенных условиях аналогичный параметр схемы ОЭ. Так как схема ОБ имеет

сравнительно малое входное сопротивление, то для эффективного усиления сигнала по

напряжению необходимо, чтобы внутреннее сопротивление источника сигнала гR не превышало

единиц Ом. С учетом изложенных свойств схемы ОБ можно заключить, что величину емкости

конденсатора P1С необходимо применять больше, чем в схемах ОЭ и ОК при одинаковых

частотных искажениях.

Приведенная на рис. 1.2 схема замещения позволяет получить основные соотношения,

отображающие работу каскада. В частности, для среднего диапазона частот запишем выражение

входного сопротивления каскада:

вхэбээвх ||1|| rRrrRR , (1.1)

где бэвх 1 rrr – входное сопротивление эмиттерной цепи транзистора.

Выходное сопротивление каскада равно:

кбкквых || RrRR . (1.2)

Для определения коэффициента усиления по току IOK предварительно находим ток в цепи

нагрузки нI , при этом пренебрегаем током в бкr :

нк

кэн

RR

RII

. (1.3)

Приближенно можно принять, что эвх II , тогда выражение для IOK запишем в виде:

IOК

1нк

к

нкэ

кэ

э

н

RR

R

RRI

RI

I

I . (1.4)

Коэффициент усиления каскада по напряжению с учетом внутреннего сопротивления

источника сигнала гR вычисляется по формуле:

UOK вх.ог

~н

вхг

вх

вх

~н

г

вых

e

R

RR

R

r

R

e

U. (1.5)

Из последнего выражения видно, что из-за малого значения вхR , величина которого

составляет обычно 30 ÷ 70 Ом, коэффициент деления напряжения источника сигнала на входе

каскада равен вх.о 1 в том случае, если гR составляет единицы Ом. Несложные расчеты

показывают, что при одинаковых значениях сопротивлений нагрузки ~нR по переменному току в

схемах ОБ и ОЭ, а также при гR 0, коэффициент усиления по напряжению каскада ОБ

приближается к величине UOK каскада ОЭ.

Усиление сигнала по мощности:

вхвых /Кр PP IOUO KК . (1.6)

Каскад ОБ обладает высокой стабильностью режимов работы при изменениях

температуры окружающей среды. Применяя транзисторы с одинаковыми параметрами, в схеме ОБ

можно получить неискаженный выходной сигнал с бóльшей амплитудой, чем в схеме ОЭ, так как

допустимое коллекторное напряжение кбU больше чем кэU . Кроме этого вольт-амперные

характеристики транзистора в схеме ОБ имеют более высокую линейность, что позволяет

уменьшить коэффициент нелинейных искажений выходного сигнала. Недостатком каскада ОБ

является очень малое входное сопротивление, что ограничивает область его применения и в ряде

случаев требует использования каскада ОК в качестве предварительного усилителя сигнала по

току.

2. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

2.1. Соберите на лабораторной установке принципиальную схему каскада ОБ по рис. 2.1,

используя соединительные проводники. После проверки собранной схемы преподавателем

включите установку.

Рис. 2.1. Принципиальная схема каскада ОБ лабораторной

установки

2.2. Подключите один вход двулучевого осциллографа к зажиму 3Г блока усилителей, а

другой его вход подключите к резистору нагрузки R18, при этом конденсатор С8 необходимо

отключить.

2.3. Установите ручками управления дискретно и плавно выходной сигнал звукового

генератора равным нулю, затем подключите его выход к входному зажиму 3Г блока усилителя и,

плавно увеличивая сигнал с генератора, установите на зажиме 3Г напряжение амплитудой 0,05 В и

частотой 1 кГц.

2.4. Вращая поочередно потенциометр R4 и ручку управления "плавно" звукового

генератора в небольших пределах, установите режим работы каскада по постоянному току таким,

чтобы отсутствовали искажения формы синусоидального сигнала на выходе усилителя при

наибольшей его амплитуде мак вых.U .

2.5. Уменьшите сигнал звукового генератора до величины 0,8 мак вых.U , выполните

измерение коэффициента усиления каскада по напряжению и запишите результаты измерений.

2.6. Определите амплитуду переменной составляющей тока в цепи коллектора mIк и

коэффициент передачи каскада по току IOК , полагая, что mIвх mIэ mIк :

mIк

;1813

1813.вых

RR

RRU m

IOК

1813

13

вх

н

RR

R

I

I

m

m

.

2.7. Измерьте и запишите постоянные значения напряжений на коллекторе кпU , эмиттере

эпU и базе бпU транзистора относительно общей точки, характеризующие режим работы каскада

по постоянному току.

2.8. Определите суммарное сопротивление R последовательно включенных

потенциометра R4 и резистора R10 по выражению:

бп

бпк 5Е104

U

RURRR

.

Выполните измерение величины сопротивления R с помощью двулучевого

осциллографа по методике, приведенной в описании лабораторной работы 1, раздел 2. Сравните

результаты расчета и эксперимента.

2.9. Вычислите значение постоянного тока в цепи коллектора:

13

Е кпккп

R

UI

.

Сравните значения постоянного кпI и амплитуду переменного mIк токов, поясните

причину неравенства кпI > mIк .

2.10. Подключите осциллограф по описанию пункта 2.2 и снимите АЧХ усилителя не

менее чем в восьми точках рабочего диапазона частот нf = 20 Гц, вf = 18 кГц. В каждой точке

измерения контролируйте уровень входного сигнала, обеспечивая mUвх. = const. Приведите

таблицу измерений, указав в ней значения f, mU вых. , UK и постройте график амплитудно-

частотной характеристики UK = F ( f ), используя логарифмическую шкалу частот.

2.11. Подключите параллельно резистору R18 конденсатор С8 и повторно снимите АЧХ по

пункту 2.10.

2.12. Снимите амплитудную характеристику усилителя mU вых. = F ( mUвх. ) при частоте

входного сигнала 1 кГц не менее чем в восьми точках, включая область насыщения. Результаты

измерений занесите в таблицу и постройте график.

3. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА

3.1. Укажите название и цель работы.

3.2. В теоретической части приведите принципиальную схему каскада ОБ и его схему

замещения, опишите принцип работы усилителя, укажите отличительные особенности схемы и

область ее применения. Приведите основные соотношения, характеризующие параметры

усилителя.

3.3. В практической части работы приведите принципиальную схему исследуемого

усилителя лабораторной установки. После каждого выполненного пункта раздела 2 приведите его

описание, а также результаты измерений, вычислений, таблицы и графики.

4. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

4.1. Каковы отличительные особенности работы усилительного каскада ОБ?

4.2. Почему входное сопротивление каскада ОБ относительно мало, а выходное велико?

4.3. Для чего необходим резистивный делитель напряжения в базовой цепи транзистора?

4.4. Каково назначение элементов R10, С10 в схеме усилителя лабораторной установки?

4.5. Почему имеет место спад АЧХ на низких и высоких частотах рабочего диапазона

усилителя?

4.6. При каких параметрах входных цепей каскада можно получить наибольший

коэффициент усиления по напряжению?

4.7. Какова роль сопротивления R8 в эмиттерной цепи транзистора?

4.8. Почему схема ОБ не усиливает входной сигнал по току, но усиливает по напряжению?

4.9. Как рассчитать, используя характеристики транзистора, режим работы каскада по

постоянному току?

4.10. Почему с ростом сопротивления ~нR в коллекторной цепи транзистора

увеличивается коэффициент усиления каскада по напряжению?

Лабораторная работа № 4

ИССЛЕДОВАНИЕ ДВУХТАКТНОГО УСИЛИТЕЛЯ

МОЩНОСТИ

Цель работы – изучение различных схем усилителей мощности звукового диапазона

частот, их режимов работы и характеристик, сравнительный анализ основных параметров,

исследование на лабораторной установке физических процессов в бестрансформаторной схеме

усилителя.

1. КРАТКИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ

Общая характеристика усилителей мощности. Наиболее важными параметрами

усилителей мощности являются эффективность передачи в нагрузку максимально возможной

мощности, коэффициент полезного действия и коэффициент усиления по мощности. В

многокаскадном усилителе звуковой частоты усилитель мощности является оконченным

каскадом, к которому подключается нагрузка, например, громкоговоритель, а входной сигнал

подается на него от предварительного усилителя, согласованного по параметрам с оконечным

каскадом.

Известно, что условием передачи максимальной мощности в цепь нагрузки является

равенство ее сопротивления с выходным сопротивлением источника сигнала. В ряде практических

случаев возникает необходимость подключения выходного каскада на низкоомную нагрузку

порядка 4 15 Ом.

Универсальным элементом схемы, позволяющим согласовать в широком диапазоне

выходные параметры усилителя с нагрузкой, является трансформатор. В зависимости от

соотношения числа витков его первичной 1w и вторичной 2w обмоток можно трансформировать

(преобразовать) величину сопротивподключенной к вторичной обмотке, в первичную обмотку нR

с заданным коэффициентом:

нн2 RnR , (1.1)

где =n 21 / ww – коэффициент трансформации.

Однако применение трансформатора существенно увеличивает вес и габариты выходного

каскада, снижает его КПД и вносит дополнительные нелинейные искажения в выходной сигнал.

Поэтому стремятся обеспечить согласование указанных цепей без применения трансформатора на

основе современных схемотехнических решений. В каждом конкретном случае подходы к

решению данной задачи весьма разнообразны [2, 5]. Например, при низкоомной нагрузке с

относительно малым напряжением необходимо обеспечить значительное усиление сигнала по

току для получения заданной мощности. Тогда целесообразно применить усилитель, выполненный

по схеме ОК, выбрать транзисторы с коллекторным током, соответствующим току в цепи

нагрузки, и использовать источник питания кE с напряжением, примерно равным амплитудному

значению максимально возможного напряжения на нагрузке вых.макU в полном динамическом

диапазоне:

)9,08,0(/E мак вых.к U . (1.2)

Указанная взаимосвязь (1.2) обеспечивает в бестрансформаторных выходных каскадах

единственную возможность изменять выходную мощность при заданном значении нR , так как:

н2

.выхвых.н 2/= RUP m , (1.3)

где mU .вых – амплитуда напряжения сигнала на нагрузке.

Требования к значению КПД определяются главным образом мощностью выходного

каскада. Усилители мощности до единиц Вт могут выполняться по однотактной схеме, работа-

ющей в режиме класса А, когда при наличии сигнала точка покоя не выходит за пределы

линейной области вольт-амперных характеристик транзистора. В данном случае КПД каскада

составляет 0,35 0,4, а абсолютные потери энергии невелики. Здесь несложно получить малые

нелинейные искажения сигнала и существенно упростить принципиальную схему.

Более мощные оконечные каскады выполняют по двухтактной схеме усиления, когда

транзисторы работают в противофазе на общую нагрузку и каждый из них усиливает только одну

полуволну, положительную или отрицательную, напряжения сигнала. Значение КПД каскада в

такой схеме составляет 0,6 0,7, которое зависит также от ее режима работы.

Двухтактный усилитель звуковой частоты может работать в режимах класса В, АВ или D.

Режим В характеризуется отсутствием постоянных токов смещения в базовой, коллекторной и

эмиттерной цепях транзисторов. В результате их нелинейные свойства проявляются в полной

мере, что обусловливает значительные нелинейные искажения выходного сигнала, однако КПД

каскада здесь выше. В режиме класса АВ нелинейные свойства транзисторов проявляются в

меньшей степени из-за частичной их компенсации благодаря протеканию начальных токов

смещения в указанных цепях. В результате уменьшаются нелинейные искажения сигнала, однако

снижается КПД каскада благодаря увеличению потерь энергии.

В радиовещательных сетях с множеством абонентов применяются мощные усилители

звуковой частоты от сотен Вт до нескольких кВт, транзисторы которых работают в ключевом

режиме класса D, благодаря чему его КПД может достигать 0,9. В данном случае КПД усилителя

является основным критерием целесообразности его применения несмотря на более высокую

стоимость. Выходные каскады таких усилителей строятся, в частности, на основе полумостовой

или мостовой схемы [6]. При этом входной сигнал преобразуется в последовательность импульсов

относительно высокой частоты с постоянной амплитудой, длительность которых изменяется

пропорционально мгновенному значению напряжения сигнала. Такое преобразование получило

название широтно-импульсная модуляция (ШИМ). После усиления этих импульсов выделяется с

помощью высокочастотного LС-фильтра низкочастотная составляющая звукового сигнала из

напряжения ШИМ и подается в цепь нагрузки. Частота модулирующих импульсов и параметры

фильтра выбира такими, чтобы частотные искажения сигнала звукового диапазона не превышали

заданной величины.

Разработаны и другие более эффективные способы и схемные решения построения

выходных каскадов усилителей мощности с высоким КПД на основе следящих систем с

импульсной модуляцией. Основным элементом таких каскадов является силовой транзистор,

частотные свойства которого существенно влияют на КПД, качественные показатели, вес и

габариты.

Современные технологии позволяют создавать мощные транзисторы с током коммутации

до 50 А, малыми статистическими и динамическими потерями, минимальными затратами

мощности для управления и рабочей частотой коммутации до 1 МГц. К таким

полупроводниковым приборам относятся, в частности, полевые транзисторы с изолированным

затвором типа MOSFET, силовые модули IGBT на биполярных транзисторах с изолированным

затвором, биполярные транзисторы типа ВРТ и другие.

Двухтактный усилитель мощности с трансформаторной связью. На рис. 1.1 приведена

принципиальная схема усилителя с применением входного P1T и выходного P2T

трансформаторов, обеспечивающих согласование каскада по входу с предварительным

усилителем и по выходу с сопротивлением нагрузки нR .

Входной сигнал вхU подается через первичную обмотку вхw трансформатора P1T и

вторичные обмотки 1-1w , 2-1w на переходы база-эмиттер транзисторов VT1 и VT2. Причем эти

обмотки соединяются таким образом (начало обмотки обозначено точкой), чтобы получить

противофазные сигналы управления транзисторами и обеспечить их работу поочередно в два

такта.

Мгновенные значения сигналов в схеме приведены на временных диаграммах (рис. 1.2).

Рис. 1.1. Схема двухтактного усилителя мощности с

трансформаторной связью

Рис. 1.2. Временные диаграммы токов и напряжений в

двухтактном усилителе мощности

В интервале времени t0 t1 на выводе трансформатора ТР1 – начало обмотки вхw

присутствует положительное напряжение, поэтому транзистор VT1 находится в проводящем

состоянии. Величина его эквивалентного сопротивления относительно выводов коллектор-

эмиттер 1 этR определяется мгновенным значением тока базы 1бi . При этом транзистор VT2 будет

закрыт, поскольку к его переходу база-эмиттер прикладывается напряжение сигнала в обратном

направлении и ток в цепи 2бi = 0. По мере увеличения вхu возрастает 1бi и уменьшается 1 этR .

В результате возрастают ток коллектора 1 кi , напряжение 12u и на нагрузке формируется

положительная полуволна напряжения. При изменении полярности входного сигнала в интервале

t1 t2 процесс формирования отрицательной полуволны напряжения на нR аналогичен. Только в

данном случае запирается VT1, а транзистор VT2 входит в активный режим работы, формируя

полуволну напряжения на первичной обмотке 22

w и на нR . Таким образом, в соответствии с

токами в базовых цепях транзисторов формируются коллекторные токи и напряжения на

первичных 12w , 22w и вторичной нw обмотках выходного трансформатора P2T . Изложенный

режим формирования выходного сигнала отображает работу каскада в классе В.

С целью уменьшения нелинейных искажений выходного напряжения в схему включается

резистор 1R , как показано пунктиром на рис. 1.1. В результате образуется цепь тока от источника

питания кE через резисторы 1R , 2R и на последнем создается постоянное напряжение смещения,

которое прикладывается через вторичные обмотки трансформатора P1T к переходам эмиттер-база

в прямом направлении. Это напряжение создает токи смещения в базовых цепях транзисторов, что

обеспечивает режим работы каскада в класс АВ. Рис. 1.3 иллюстрирует отличие рассмотренных

режимов работы и влияние нелинейностей входных характеристик на искажения базового тока.

Режим работы в классе В характеризуется положением точки покоя П в начале координат

(рис. 1.3, а). Как видно из графических построений, при подаче входного синусоидального сигнала

вхu на переходы база-эмиттер транзисторов формируются искаженные базовые токи 1бi , 2бi . В

режиме класса АВ присутствуют начальные базовые токи смещения, как показано на рис. 1.3, б.

Положение точек покоя П1, П2 обусловливается значением этих токов при определенных

напряжениях смещения на переходах база-эмиттер 1бпU , 2бпU . В результате происходит

частичная взаимная компенсация нелинейностей характеристик транзисторов и общая входная

характеристика (пунктирная линия, проходящая через начало координат) становится более

линейной, что обеспечивает уменьшение искажений выходного сигнала.

а) б)

Рис. 1.3. Графическое построение формы базового тока двухтактного усилителя мощности в

классе В (а) и в классе АВ (б)

При наличии токов смещения возрастает линейность, однако снижается КПД каскада. Из

графических построений следует, что разброс параметров транзисторов в двухтактном каскаде

существенно влияет на вносимые им нелинейные искажения. Поэтому на практике при реализации

данной схемы следует выполнить индивидуальный подбор транзисторов по параметрам, либо

использовать готовые модули, у которых указанный разброс минимальный благодаря

изготовлению транзисторной пары в ходе единого технологического процесса.

Искажение базового тока в режиме класса В приводит также к искажению формы тока

коллектора транзистора и, как следствие, искажается напряжение на его коллекторе при

нелинейной нагрузке. На выходных характеристиках приведены построения (рис. 1.4),

иллюстрирующие этот режим для одного из транзисторов.

Рис. 1.4. Построение мгновенных значений сигналов по

выходным характеристикам транзистора в режиме класса В

Здесь угол наклона нагрузочной линии по переменному току определяется величиной

приведенного в коллекторную цепь сопротивления нагрузки ~кR с учетом сопротивлений

обмоток трансформатора P2T в соответствии с равенством:

~кR 12r + нн Rr , (1.4)

где 12r – сопротивление обмотки 12w ; нr – приведенное сопротивление обмотки нw .

Коллекторное сопротивление по постоянному току относительно мало и равно активному

сопротивлению половины первичной обмотки трансформатора P2T , поэтому линия нагрузки

постоянного тока проходит через точку покоя П гораздо круче. Амплитудное значение

переменной составляющей напряжения на коллекторе не должна превышать определенного

максимального значения мак.кmU , тогда не произойдет ограничения амплитуды сигнала на

коллекторе. Однако дополнительные искажения могут возникнуть из-за неравномерного

расположения семейства коллекторных характеристик при равных приращениях базового тока.

В режиме класса АВ транзисторы приоткрыты, поэтому через первичные обмотки

трансформатора P2T протекают относительно небольшие постоянные токи смещения, при этом

подмагничивание сердечника не происходит из-за встречного направления этих токов.

Графические построения на выходных характеристиках транзистора в данном случае

выполняются аналогично его работе в классе В, только точка покоя выбирается при значении бI >

0.

Рассмотрим основные соотношения, характеризующие энергетические показатели

усилителя [3,7]. Как правило, исходными данными для расчета параметров схемы является

мощность нагрузки нP и ее сопротивление нR . Необходимую выходную мощность сигнала

квых.P , поступающую в первичные обмотки трансформатора P2T с учетом его КПД можно

определить по выражению:

2

кк

тр

нквых.

2

mm IUPP

. (1.5)

Для выбора транзисторов двухтактного каскада необходимо найти амплитудные значения

тока mIк и напряжения mUк сигналов в их цепях:

н

к вых.

к

к вых.к

22

R

Р

U

РI

тт

; (1.6)

mUк = 2 к вых.P / mIк , (1.7)

где нR 22n нR ; 2n 12 w н/ w = 2-2w / нw – коэффициент трансформации P2T .

Коэффициент полезного действия трансформатора с учетом активных сопротивлений его

обмоток:

к

н

нн2

н тр 2

R

R

Rrr

R , (1.8)

где r2 = r2-1 = r2-2 – сопротивление половины первичной обмотки трансформатора P2T .

Используя приведенные соотношения и результаты вычислений, целесообразно выполнить

графические построения на характеристиках транзисторов и убедиться в правильности выбора

режима работы каскада с учетом допустимого размаха выходного напряжения.

Среднее значение тока, потребляемого от источника питания, определяется по выражению:

m

m

IdII к

0

кср и.

2sin

1 . (1.9)

Потребляемая мощность от источника питания:

mIIP кк

кср и.и

E2E . (1.10)

Коэффициент полезного действия коллекторных цепей каскада определяется отношением:

к

к

и

к вых.к

Е4

тU

Р

Р

. (1.11)

КПД всего каскада определяется с учетом потерь энергии в выходном трансформаторе:

к

к тр

Е42

тU

. (1.12)

С ростом амплитуды выходного сигнала увеличивается коэффициент использования

транзистора по напряжению , который стремится к максимальному значению при выполнении

условия = mUк / кE 1, где mUк мак.кmU . Так как в этом случае мин кэ.U << mUк (см. рис.

1.4) и кE mUк , то, полагая 2 тр = 1, можно найти по выражению (1.12) предельную величину

КПД всего каскада = 0,785. Реальное значение КПД составляет 0,6 0,7, что в 1,5 раза больше,

чем в однотактной схеме усиления, работающей в классе А.

Мощность рассеяния на коллекторном переходе каждого транзистора зависит от значения

mUк и определяется по выра жению:

4

Е

2

ккккк вых.ик

ттт IUIРРР

или

н

2к

н

ккк

4

Е

R

U

R

UР тт

. (1.13)

Максимальную мощность рассеяния на коллекторе max.кP определим, прировняв производную

0/ к mк dUdP .

02

Е

н

к

н

к

к

к

R

U

RdU

dP т

т . (1.14)

Найдем величину mUк , соответствующую значению max.кP :

ккк E64,0/E2 mU . (1.15)

Тогда с учетом соотношений (1.13) и (1.15) можно записать:

н22

кmax. /Е RРк . (1.16)

Допустимая мощность рассеяния к.допP коллекторного перехода транзистора, выбранного

по справочным данным, не должна быть меньше max.кP .

Максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку, имеет место при mUк кE :

н

2к

н

2к

maxвых.2

Е

2 RR

UP т

. (1.17)

Сравнивая выражения (1.16) и (1.17), можно записать:

2,0/2/ 2max вых.max.к PP .

При максимальной мощности в нагрузке мощность рассеяния на коллекторе транзистора

равна:

4

11Е

4

ЕЕ 2к

н

2к

н

2к

кт нRRR

Р . (1.18)

Тогда отношение мощностей /ктP мак.выхP составит около 0,14. Из приведенных соотношений

следует, что двухтактный каскад выгодно использовать в режиме больших выходных сигналов,

когда 1.

На рис. 1.5 показаны зависимости относительных значений иP , к вых.P и кP от величины

коэффициента , наглядно отображающие изменения параметров каскада в диапазоне выходных

сигналов [3].

Здесь используются отношения:

иA = иP / мак.выхP ; вых.кА = к вых.P / мак.выхP ;

кА = кP / мак.выхP .

Рис. 1.5. Зависимость относительных значений

иP , выхкP , кP от величины коэффициента использования

транзистора по напряжению ξ

Выбор транзистора по напряжению осуществляется с учетом максимального напряжения

коллектор – эмиттер, которое составляет в данной схеме кE2 . Это напряжение образуется в

интервале времени закрытого состояния транзистора, когда напряжение кЕ суммируется с

равным по величине напряжением на обмотке P2T , включенной в его коллекторной цепи.

Двухтактные усилители мощности с бестрансформаторным выходом. Данного типа

усилители имеют множество схемотехнических решений, отличающихся способами включения

нагрузки и подачи входного сигнала. Этот сигнал может подаваться без трансформатора с выхода

предварительного фазоинверсного каскада, либо непосредственно подается однофазный входной

сигнал на базовые выводы транзисторов относительно общей точки. В соответствии с этим

меняется конфигурация схемы включения транзисторов.

Электропитание схем может осуществляться от одного либо двух автономных источников,

подключенных относительно общей точки. В первом случае применяют конденсатор С ,

включенный последовательно с нагрузкой, как показано на рис. 1.6.

В схеме рис 1.6, а управление осуществляется противофазными входными сигналами через

разделительные конденсаторы P1С и P2C от фазоинверсного каскада. Резисторы 41 RR

используются в качестве делителей напряжения для формирования постоянных потенциалов на

базах транзисторов и реализации режима класса АВ. Базовые токи смещения задаются не только в

соответствии с выбранным режимом работы, но и с учетом равенства эквивалентных

сопротивлений транзисторов между выводами коллектор – эмиттер в режиме покоя. Для этого

предусмотрена подстройка схемы с помощью потенциометров R5 и R6. Тогда постоянное

напряжение в точке соединения эмиттера и коллектора транзисторов VT1 и VT2 можно установить

равным кЕ / 2. В этом случае конденсатор С зарядится с указанной на схеме полярностью через

сопротивление нR также до половины значения кЕ . Емкость этого конденсатора выбирается

достаточно большой, так как при малом сопротивлении нR постоянная времени цепи = С нR будет определять величину искажений на нижней частоте диапазона. Если частотные искажения

нM , вносимые конденсатором С, заданы, то его емкость определяется выражением:

1М2

10

2нн

6

fR

С

, мкФ. (1.19)

а) б)

Рис. 1.6. Схемы двухтактных бестрансформаторных усилителей с управлением от фазоинверсного

каскада (а) и с односигнальным управлением (б)

Емкости разделительных конденсаторов P1С и P2C можно найти по выражению,

аналогичному в схеме ОЭ (1.30), если известны значения выхR фазоинверсного предварительного

усилителя и вхR выходного каскада. Эти сопротивления несложно определить, используя

изложенную ранее методику анализа схем, учитывая, что транзистор VT2 включен по схеме ОЭ, а

VT1 по схеме ОК. Поскольку в указанных схемах коэффициенты усиления по напряжению

различны, необходимо построить фазоинверсный каскад таким образом, чтобы на вход 1вх U

подавлялось напряжение сигнала больше по величине, чем на вход 2вх U . Их отличие

определяется условием равенства амплитудных значений напряжений разных полуволн на

нагрузке при синусоидальном входном сигнале.

Как показано на рис. 1.6, а , в интервале времени положительной полуволны напряжения

на базе транзистора VT1 и отрицательной полуволны на VT2 первый транзистор открыва базовый

ток равен нулю. В результате конденсатор С получает дополнительный заряд по сравнению с

режимом постоянного тока от источника питания через открытый транзистор VT1 и

сопротивление нR , направление тока в нагрузке показано стрелкой. После изменения полярности

напряжения входных сигналов закрывается транзистор VT1 и открывается VT2. При этом

заряженный конденсатор С выполняет роль второго источника питания, создавая ток в цепи

нагрузки противоположного направления. Пульсации напряжения на конденсаторе невелики, если

на нижней частоте рабочего диапазона cX << нR .

В схеме рис. 1.6, б нагрузка подключена также через конденсатор С, однако здесь нет

необходимости в двух противофазных входных сигналах благодаря применению различных типов

транзисторов p-n-p и n-p-n. Режим класса АВ обеспечивается резистивным делителем

напряжения 41 RR . Усилитель мощности выполнен по схеме ОК, поэтому его входное

сопротивление достаточно велико, а ток в цепи делителя дI можно выбрать небольшим, что

позволяет увеличить резисторы 1R и 4R в отличие от схемы ОЭ. В результате протекания тока

делителя на сопротивлениях 2R и 3R выделяется постоянное напряжение, которое создает прямой

ток смещения через переходы база-эмиттер транзисторов. Сопротивления этих резисторов равны и

выбираются такой величины, чтобы с одной стороны на них не создавалось заметного падения

напряжения входного сигнала, а с другой обеспечивался заданный режим работы схемы по

постоянному току. Совместить выполнение указанных требований можно, варьируя величиной

тока делителя, однако при этом будет изменяться входное сопротивление каскада. При настройке

схемы соотношение сопротивлений резисторов 2R и 3R может измениться в небольших пределах.

С повышением мощности выходного каскада и возрастанием тока в цепи нагрузки

приходится увеличивать емкость конденсатора С для сохранения в заданных пределах частотных

искажений, что увеличивает массу и габариты устройства. Можно исключить указанный

конденсатор путем применения двух источников питания, включенных по схеме рис. 1.7. На схеме

сопротивление нR непосредственно включено в общую эмиттерную цепь транзисторов

относительно общей точки. Такое включение может привести к возникновению постоянного тока

в цепи нагрузки и нелинейным искажениям выходного напряжения. Для устранения этих

искажений необходимо использовать близкие по своим параметрам транзисторы и выполнить

настройку схемы таким образом, чтобы при одинаковых напряжениях источников питания

получить равенство эквивалентных сопротивлений транзисторов между выводами коллектор-

эмит-тер в режиме покоя.

Решить указанную задачу проще, если применить выходные транзисторы одного типа

проводимости, так как их вольт-амперные характеристики идентичны в широком диапазоне

изменения входных и выходных сигналов. Поэтому на практике широко применяется схема

Дарлингтона, приведенная на рис. 1.8, которая отличается от рассмотренных тем, что при

однотипных выходных транзисторах сохраняет возможность односигнального управления.

Рис. 1.7. Схема двухтактного

бестрансформаторного

каскада с питанием от двух

источников

Рис. 1.8. Двухтактный

усилитель мощности,

выполненный по схеме

Дарлингтона

На схеме обозначения транзисторов соответствуют интегральному ее исполнению.

Транзисторы VT1 и VT2 – разного типа проводимости и представляют собой комплементарную

пару, которые управляют выходными транзисторами VT3 и VT4 одного типа. Одно плечо

выходного каскада выполнено на составных транзисторах VT1 и VT3. Такое включение позволяет

получить большой коэффициент усиления по току, примерно равный 2 , и высокое входное

сопротивление, однако коэффициент усиления по напряжению UK < 1. Другое плечо, выпол-

ненное на транзисторах VT2 и VT4, называется композитная пара или композитный повторитель,

имеет аналогичные параметры с первым плечом, поэтому уровни входных сигналов разных плеч

примерно равны.

Работа данного каскада в классе АВ обеспечивается с помощью последовательной цепи из

резисторов 1R , 2R и диодов VD1, VD2. Резисторы выбираются равными по величине с учетом

двух условий: ток делителя выбирается равным бпд )53( II , где бпI – постоянная

составляющая тока в базовых цепях транзисторов VT1 и VT2; постоянный ток в цепи диодов дпI

задается таким образом, чтобы его точка покоя П перемещалась в приделах линейной области их

вольт-амперных характеристик, как показано на рис. 1.9. Приделы перемещения точки покоя

определяются размахом тока сигнала, который равен mIд2 , при этом размах напряжения на

диодах будет mUд2 . Необходимое напряжение смещения на базах транзисторов (рис. 1.8)

задается числом последовательно включенных диодов. Благодаря малому динамическому

сопротивлению диодов напряжение входного сигнала вхU передается практически полностью на

базы транзисторов.

Для выполнения настройки схемы в режиме покоя можно включить последовательно с 1R

или 2R подстрочный потенциометр и установить нулевой потенциал в точке А. При этом

напряжение на базе VT1 должно быть положительное относительно общей точки, а напряжение на

базе транзистора общей точки, а напряжение на базе транзистора VT2 – отрицательное. В данном

усилителе предъявляются жесткие требования к равенству и стабильности напряжений

источников питания, так как их взаимные изменения приводят к нарушению настройки и

появлению постоянного тока в цепи нагрузки.

Схемы усилителей мощности звуковой частоты на ключевых элементах.

Отличительной особенность данных схем является высокий КПД благодаря работе транзисторов в

ключевом режиме. Мощность рассеяния в коллекторной цепи каждого транзистора значительно

меньше, чем в аналоговом режиме непрерывного изменения эквивалентного сопротивления

коллектор-эмиттер. Для реализации ключевого режима используются различные способы

импульсной модуляции усиливаемого сигнала [6]. Рассмотрим принцип преобразования

непрерывного аналогового сигнала в последовательность импульсов, изменяющихся по

длительности на основе ШИМ. На тактовый вход устройства преобразования подается от

генератора последовательность коротких импульсов напряжения гU с частотой много больше

верхней частоты звукового диапазона, как показано на временных диаграммах рис. 1.10 .

Рис. 1.9. Графическое

построение выбора

режима работы диодов

Рис. 1.10. Временные диаграммы

работы устройства

преобразования сигнала UВХ в

ШИМ

По фронту этих импульсов запускается генератор линейно нарастающего (пилообразного)

напряжения пU , которое дос тигает в определенные моменты времени величины напряжения

сигнала звуковой частоты вхU . В моменты равенства этих напряжений срабатывает устройство

сравнения (компаратор) и осуществляется сброс напряжения пU до нуля. Затем пилообразные

импульсы, промодулированные по длительности, преобразуются в импульсы напряжения

управления уU такой же длительности, но неизменной амплитуды, которые используются для

управления транзисторными ключами. С ростом частоты тактовых импульсов повышается

точность преобразования сигнала, однако необходимо применение более высокочастотных

транзисторов в выходном каскаде.

Усилители мощности на основе ключевых элементов часто строятся по полумостовой

либо мостовой схемам. На рис. 1.11 приведена полумостовая схема усиления, где требуется два

разнополярных источника питания, обеспечивающих переменный ток в нагрузке.

Рис. 1.11. Полумостовая схема ключевого усилителя мощности

Импульсы управления У1U подаются на транзистор VT1 при положительной полуволне

входного сигнала звуковой частоты, в результате протекает ток в цепи нагрузки от источника

питания кЕ в указанном на схеме направлении и создает на нR положительное напряжение

относительно общей точки. При изменении полярности сигнала импульсы управления 2УU

подаются на транзистор VT2, в результате изменяется направление тока в нагрузке благодаря

включению источника кЕ .

Для предотвращения протекания высокочастотных импульсов тока ШИМ в нагрузке и

выделения на ней только сигнала звуковой частоты применяется ффCL -фильтр. Величина

дросселя фильтра выбирается такой, чтобы его реактивное сопротивление было достаточно велико

для токов модулирующей частоты и мало для тока верхней частоты звукового диапазона вf , т. е.

необходимо выполнение условия ВL

X нR .

Емкость конденсатора фС выбирается такой, чтобы на высшей частоте диапазона

соблюдалось неравенство СВ

X нR , а для высокочастотного спектра ШИМ сопротивление

конденсатора фС было мало по сравнению с нR . Очевидно, что выполнение этих условий

возможно при относительно большой тактовой частоте преобразования.

Диоды VD1 и VD2 необходимы для обеспечения "мягкой" коммутации транзисторных

ключей и предотвращения перенапряжения на коллекторах транзисторов из-за возникновения

э.д.с. самоиндукции на зажимах дросселя фL при разрыве тока в его цепи.

Энергия, накопленная дросселем фильтра в интервале времени замкнутого состояния VT1,

сбрасывается после его выключения по контуру: сопротивление цепи нфRC , внутреннее

сопротивление источника кЕ , диод VD2. В результате напряжение э.д.с. ограничено суммой

падений напряжений на элементах указанного контура, что предотвращает пробой коллекторного

перехода VT1. Аналогичную функцию выполняет диод VD1 при выключении транзистора VT2,

только цепь сброса замыкается через источник кЕ .

Мостовая схема импульсного усилителя мощности (рис. 1.12) работает от одного

источника питания. Изменение направления тока в нагрузке выполняется включением

соответствующих транзисторов VT1, VT4 и VT3, VT2. При положительной полуволне сигнала

импульсы управления 1у U подаются одновременно на транзисторы VT1 и VT4, длительность

которых зависит от мгновенного значения вхU . В процессе коммутации накопление энергии в

дросселе фильтра происходит при замкнутом состоянии этих транзисторов, а ее сброс

осуществляется через диоды VD2 и VD3. Аналогично работает вторая пара транзисторов VT2, VT3

и диодов VD1, VD4 при изменении полярности входного сигнала.

Рис. 1.12. Мостовая схема ключевого усилителя мощности

В рассмотренных ключевых схемах усилителей часто требуется гальваническая развязка

цепей управления транзисторами от общей точки. Такую развязку можно выполнить с помощью

импульсных трансформаторов либо оптоэлектронных приборов.

2. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНОЙ УСТАНОВКИ

Лабораторная установка содержит блок двухтактного усилителя мощности с

бестрансформаторным выходом, источник питания и необходимые для исследования приборы:

генератор звуковой частоты; осциллограф С1-64А.

На передней панели блока усилителя изображены радиоэлементы с указанием их

номинальных значений, выводы которых подключены к коммутационным штырям. С помощью со

единительных проводников собирается схема усилителя мощности, приведенная на рис. 2.1.

Рис. 2.1. Принципиальная схема двухтактного усилителя мощности лабораторной установки

Напряжение сигнала вхU подается от звукового генератора на вывод 3Г относительно

общей точки через разделительный конденсатор С1. В качестве нагрузки используется резистор

R6, подключенный к выходу каскада через конденсатор С4.

Предварительный каскад усилителя выполнен на транзисторе VT1 по схеме ОЭ. В базовую

цепь транзистора включен резистивный делитель напряжения из резистора R1 и потенциометра

R2. Последний применяется для настройки предварительного и выходного каскадов по

постоянному току. При этом постоянный потенциал на коллекторе VT1 устанавливается около 6 В

для получения максимального размаха выходного сигнала и увеличения динамического диапазона

усилителя. Элементы R3, C3 в эмиттерной цепи транзистора обеспечивают термостабилизацию

заданного режима работы. Выходной каскад выполнен на транзисторах разного типа

проводимости по схеме ОК, поэтому имеет высокое входное и относительно низкое выходное

сопротивления. Здесь реализуется режим работы класса АВ с помощью диодов VD1 и VD2.

Постоянный ток смещения через диоды создается источником питания по цепи: общая точка,

резисторы R3 и R5, транзистор VT1, источник – 12 В. Значение тока через диоды задается много

больше, чем ток, ответвляющийся в базовые цепи транзисторов VT2 и VT3. В режиме покоя

конденсатор С4 заряжается до напряжения – 6 В в случае равенства эквивалентных сопротивлений

коллектор-эмиттер этих транзисторов.

3. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

3.1. Соберите на лабораторной установке принципиальную схему двухтактного усилителя

мощности по рис. 2.1, используя соединительные проводники. После проверки собранной схемы

преподавателем включите установку.

3.2. Подключите один вход двулучевого осциллографа к зажиму 3Г, а другой вход к

сопротивлению нагрузки R6 с целью наблюдения формы и величины выходного напряжения

усилителя.

3.3. Подайте сигнал с выхода звукового генератора на вход ЗГ блока усилителя

напряжение амплитудой 0,05 В и частотой 1 кГц.

3.4. Вращая поочередно потенциометр R2 и изменяя в небольших пределах уровень

входного сигнала, добейтесь получения максимального неискаженного синусоидального сигнала

на выходе усилителя мак вых.U .

3.5. Плавно уменьшая сигнал с выхода генератора, установите амплитудное значение

выходного напряжения на R6, равное 0,8 мак вых.U .

3.6. Измерьте с помощью осциллографа амплитудные значения входного и выходного

сигналов, вычислите коэффициент усиления каскада по напряжению и запишите результаты

измерений.

3.7. Отключите сигнал генератора от входа усилителя, измерьте и запишите постоянные

значения напряжений на базе, эмиттере и коллекторе транзистора VT1, на эмиттере VT3

относительно общей точки, а также измерьте ток в цепи резистора R5 по методике, изложенной в

лабораторной работе 1, разделе 2.

3.8. Подключите сигнал на вход усилителя ранее установленной величины и осциллограф

по описанию пункта 3.2, затем снимите АЧХ каскада КU ( ) = F ( f ) не менее чем в восьми точках

рабочего диапазона частот нf = 20 Гц, вf = 18 кГц. При этом в каждой точке измерений

контролируйте уровень входного сигнала, обеспечивая mU вх. = const. Приведите таблицу

измерений, указав в ней значения f, mU .вых , КU ( ), и постройте график АЧХ, используя

логарифмическую шкалу частот.

3.9. Включите в схему выходного каскада конденсатор С5 = 10 мкФ вместо С4 и снимите

повторно АЧХ по пункту 3.8.

3.10. Снимите амплитудную характеристику усилителя mU .вых = F ( mU вх. ) при частоте

входного сигнала 1 кГц не менее чем в восьми точках, включая область ограничения выходного

напряжения. Результаты измерений занесите в таблицу и постройте график.

3.11. Изучите влияние диодной цепочки на искажения выходного сигнала при частоте 1

кГц. Для этого, изменяя поочередно число включенных в схеме диодов от 1 до 3, наблюдайте с

помощью осциллографа форму и величину выходного сигнала. Зарисуйте осциллограммы

сигналов для трех указанных вариантов.

4. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА

4.1. Укажите название и цель работы.

4.2. В теоретической части приведите описание различных параметров усилителей

мощности, их режимы работы в разных классах. Опишите принцип работы двухтактного

усилителя с трансформаторной связью, приведите основные соотношения, отображающие

физические процессы в усилителе.

4.3. В практической части работы приведите принципиальную схему исследуемого

двухкаскадного усилителя, укажите его особенности и назначение отдельных элементов. После

каждого выполненного пункта в соответствии с разделом 3 приведите его описание, результаты

измерений таблицы и графики.

5. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

5.1. Каковы отличительные особенности работы двухтактного бестрансформаторного

усилителя мощности?

5.2. Почему в режиме класса АВ двухтактный выходной каскад имеет меньшие

нелинейные искажения, чем в класса В?

5.3. Какие элементы схемы и почему влияют на режим работы по постоянному току в

предварительном и выходном каскадах усилителя мощности лабораторной установки?

5.4. Как достигается согласование бестрансформаторного усилителя мощности с

нагрузкой?

5.5. В каких случаях применяется односигнальное управление двухтактным усилителем

мощности?

5.6. Почему в выходном каскаде при односигнальном управлении применяют обычно

диоды, а не резисторы?

5.7. Почему электрические параметры транзисторов двухтактного выходного каскада

должны быть идентичными?

5.8. В каких случаях подключается нагрузка к выходу двухтактного усилителя через

конденсатор?

5.9. Какие элементы схемы усилителя мощности обусловливают спад АЧХ на низких

частотах?

5.10. Почему амплитудная характеристика усилителя имеет пологий участок с

увеличением входного сигнала?

Лабораторная работа № 5

ИССЛЕДОВАНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ

Цель работы – изучение области применения и способов построения усилителей

постоянного тока, анализ их работы с включением статической и динамической нагрузок в

коллекторных цепях, исследование характеристик и определение параметров дифференциального

каскада с источником заданного тока.

1. КРАТКИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ

Область применения и способы построения усилителей постоянного тока (УПТ).

Такие усилители широко применяются для усиления по напряжению и току постоянных и

медленно изменяющихся во времени сигналов в вычислительных устройствах, измерительной

технике, управляющих следящих системах и в других областях. Амплитудно-частотная

характеристика УПТ отображает неизменный его коэффициент усиления по напряжению КU = F ( f

) начиная от нулевой частоты, включая нижний и средний частоты рабочего диапазона. В области

высоких частот имеет место спад АЧХ, обусловленный главным образом частотными свойствами

транзисторов и емкостью нагрузки. Используя высокочастотные транзисторы, можно построить

широкополосный усилитель.

Усиление медленно изменяющихся и постоянных сигналов можно осуществлять двумя

способами: путем непосредственной связи между каскадами и источником сигнала без

разделительных конденсаторов; с предварительным преобразованием постоянного тока в

переменный и последующим его усилением.

В УПТ с преобразованием входной сигнал модулируется в импульсную

последовательность неизменной частоты, но изменяющейся амплитуды, затем усиливается также,

как в усилителе переменного тока с конденсаторной связью. После усиления восстанавливается

исходная форма входного сигнала с помощью демодулятора, выполненного на ключевых

элементах. Такое преобразование позволяет исключить искажения выходного сигнала из-за

нестабильности режима работы усилителя по постоянному току при различных возмущающих

воздействиях. Недостатком УПТ с преобразованием является относительная сложность схемы,

содержащей кроме усилительных каскадов устройства модуляции и демодуляции сигнала.

Поэтому наиболее часто используются УПТ с непосредственной связью.

Существуют различные варианты схемотехнических решений построения УПТ с прямым

усилением, в частности один из них иллюстрирует рис. 1.1, где приведена структурная схема

трехкаскадного УПТ с параллельной ООС по напряжению.

Рис. 1.1. Структурная схема трехкаскадного УПТ с обратной связью

Рассмотрение данной схемы целесообразно с позиции анализа причин возникновения

искажений выходного сигнала и влияний отдельных каскадов на величину искажений всего

усилителя [4]. Для уменьшения этих искажений схема УПТ настраивается таким образом, чтобы

при значении входного сигнала гe = 0 выходное напряжение на нагрузке нR также было равно

выхU = 0. Однако обеспечить указанную зависимость длительное время практически невозможно

из-за нестабильности работы усилителя в режиме постоянного тока. Самопроизвольное изменение

выхU при неизменном напряжении входного сигнала гe называется дрейфом нулевого уровня.

Этот дрейф обусловлен, в частности, смещением вольт-амперных характеристик транзисторов при

колебаниях температуры окружающей среды, нестабильностью напряжения источника питания,

изменением параметров транзисторов, резисторов в процессе старения и другими факторами.

На схеме рис. 1.1 показано: RГ – внутреннее сопротивление источника сигнала гe ; 1R и

осR – резисторы входной цепи усилителя и цепи обратной связи; К1 , К2 , К3 – коэффициенты

передачи по напряжению каскадов усиления; 1e , 2e , 3e – эквивалентные э.д.с. источников

дрейфа. Полагая, что входное сопротивление каскада К1 относительно велико, можно записать

выражение:

./)(/)( выхвх 11 OCROCR RUURUUII (1.1)

Откуда найдем напряжение U в суммирующей точке усилителя:

выхUU 2 + вхU 1 , (1.2)

где 1 = осR / ( 1R + осR ); 2 = 1R / ( 1R + Rос).

Учитывая, что каждый каскад инвертирует фазу входного напряжения, можно записать:

Uвых = – К1К2К3 U – К1К2К3 1e + К2К3 2e – К3 3e . (1.3)

С учетом выражения (1.2) получим:

Uвых = – К1К2К3Uвых 2 – К1К2К3Uвх 1 – К1К2К3 1e + К2К3 2e – К3 3e . (1.4)

После преобразования (1.4) найдем:

)5.1(.KKK1

K

KKK1

KK

KKK1

KKK

KKK1

KKK

3

2321

32

2321

32

1

2321

321

2321

1321вхвых

ее

еUU

При большом коэффициенте усиления всего усилителя и выполнении неравенства К1К2К3 >>1

получим:

3

21

2

1

1

22

1 ΔКК

1 Δ

К

1 Δ

1вхвых eee

γU

γ

γU . (1.6)

Из последнего выражения следует, что в многокаскадных усилителях с отрицательной

обратной связью напряжение дрейфа первого каскада 1e передается на выход с коэффициентом

передачи ( 1R + Roc) / 1R и растет с увеличением осR . Влияние дрейфа второго и третьего

каскадов на искажения выходного напряжения уменьшается на величину коэффициентов передачи

соответственно К1 и К1К2 . Поэтому в качестве первых каскадов УПТ применяются, как правило,

дифференциальные усилители, выполненные по параллельно-балансной схеме. В таких

усилителях существенно меньше дрейф нулевого уровня благодаря взаимной компенсации

нестабильности параметров транзисторов в сбалансированной мостовой схеме. При этом

необходимо использовать транзисторы с одинаковыми электрическими параметрами в рабочем

диапазоне температур.

Дифференциальный усилительный каскад с непосредственной связью и

симметричным управлением. Дифференциальные усилители постоянного тока выполняются по

мостовой симметричной схеме с непосредственной связью эмиттеров. Благодаря симметрии плеч

сбалансированного моста происходит взаимная компенсация нестабильности параметров

транзисторов и других элементов схемы, поэтому такие усилители называют также параллельно-

балансными. Отличительной особенностью дифференциальных каскадов является также то, что

они имеют два симметричных входа управления 1вхU и 2вхU , позволяющие формировать на

выходе УПТ инвертиру-ющий или неинвертирующий сигнал.

На рис. 1.2 приведена схема усилителя с симметричным управлением, когда источник

сигнала гe подключен непосредственно к выводам 1вхU и 2вхU .

Рис. 1.2. Схема дифференциального усилителя с симметричным управлением

Два плеча мостовой схемы образованы резисторами 1 кR и 2 кR , а два других – транзисторами

VT1 и VT2. Выходное напряжение снимается между коллекторами транзисторов, этот выход

называется дифференциальным д вых.U . На коллекторах транзисторов формируются также

сигналы 1выхU и 2выхU относительно общей точки. В сбалансированной схеме с одинаковыми

параметрами плеч эти сигналы равны по величине и противоположны по знаку, поэтому их

значения вдвое меньше, чем д вых.U . Режим работы каскада по постоянному току задается

резисторами 1R 4R . Внутреннее сопротивление гR источника сигнала условно распределено

поровну в каждом плече. Сопротивление потенциометра 2R0 относительно мало, он служит для

балансировки плеч моста таким образом, чтобы д вых.U = 0 при гe = 0.

В режиме покоя ток эI делится поровну между двумя транзисторами. Величина этих токов

определяется входными токами смещения по выражению: )1(2/э бп бп 21 III .

Соответственно равны коллекторные токи транзисторов 2/2/ ээ к к 21 IIII и напряжения

на коллекторах 1вых U = 2вых U = Ек – Iэ Rк / 2, где 1 кR = 2 кR = Rк .

Режим работы каскада по переменному току предполагает, что в базовых цепях

транзисторов обеспечивается равенство токов сигнала, для чего необходимо выполнение условия

гэ +2>> 0 RRR . При включении источника сигнала гe , когда напряжение на его зажимах имеет

полярность, указанную на схеме рис.1.2, начинает протекать ток сигнала в базах транзисторов по

цепи: сопротивление 2/гR , переход база-эмиттер VT1 резистор 2R0 , эмиттер-база VT2,

сопротивление 2/гR . Ток сигнала в базе VT1 совпадает с током смещения, в результате этот

транзистор открывается и напряжение на его коллекторе уменьшается. Суммарный ток в базе VT2

уменьшается, так как ток сигнала направлен навстречу току смещения, поэтому VT2 закрывается и

напряжение на его коллекторе возрастает. На дифференциальном выходе формируется

напряжение д вых.U , равное разности потенциалов 1вых U и 2вых U на коллекторах относительно

общей точки. С учетом изложенного принципа работы схемы запишем выражение:

д вых.U = 1вых U – 2вых U = 1вых U + 2вых U = 2 выхU , (1.7)

где 1вых U = 11 к ккE RI ; 2вых U = 22 к ккE RI .

Выражение для входного сопротивления каскада можно записать в виде:

Rвх = 2rвх || [( 1R || 2R ) + ( 3R || 4R )], (1.8)

где rвх = rб + (rэ + R0)(1 + ) – входное сопротивление транзистора.

Полагая, что вх2r << ( 1R || 2R ) + ( 3R || 4R ), можно найти входной ток в базовых цепях

транзисторов:

βRrrR

eI

1o2 эбг

гвх . (1.9)

Выходные напряжения сигнала на коллекторах транзисторов относительно общей точки:

)]1)(([2 0

2 1.

эбг

кгвхквых

RrrR

ReIRU (1.10)

Коэффициент усиления каскада по напряжению для выходов 1вых U , 2вых U :

βRrrR

βR

e

U U

1 2К

0

1.21.2

эбг

к

г

вых . (1.11)

Коэффициент усиления каскада по дифференциальному выходу при нR = :

βRrrR

βR

e

UU

12

2К

0эбг

к

г

д вых.д . (1.12)

При наличии сопротивления нR необходимо учитывать полное сопротивление в коллекторных

цепях транзисторов:

вхг

нкд

2

||2К

rR

RRβ U

. (1.13)

В рассмотренной схеме усилителя (рис. 1.2) источник сигнала изолирован от общей точки,

что редко встречается на практике. Как правило, входные и выходные цепи сигналов подключены

к общей точке, это необходимо для непосредственной передачи сигналов между каскадами без

согласующих устройств. В данной схеме возможно несимметричное подключение сигнала на один

из входов усилителя относительно общей точки через резистор, при этом другой его вход следует

заземлить через такой же резистор, чтобы сохранить балансировку плеч по постоянному току.

Потребуется также применение дополнительного источника питания отрицательной полярности

для организации тока смещения в базах транзисторов, тогда резисторы 1R и 3R можно исключить.

При несимметричном включении необходимо существенно увеличить сопротивление эR .

Дифференциальный усилительный каскад с несимметричным включением

источника сигнала. Рассмотрим принципиальную схему, приведенную на рис. 1.3, и основные

соотношения дифференциального усилителя.

Рис. 1.3. Схема дифференциального усилителя с несимметричным включением источника сигнала

Данная схема широко применяется в качестве входного каскада многих УПТ

интегрального исполнения, на ее основе строятся операционные усилители, обладающие

высокими качественными показателями [2]. Здесь отсутствует подстроечный потенциометр, так

как высокая симметрия плеч моста достигается благодаря единому техпроцессу изготовления

элементов схемы.

На схеме сопротивления 2/гR включены последовательно в цепь гe , их величина

определяется из условия реализации заданного тока смещения в базах транзисторов бпI при

0=гe согласно выражению: 2/гR = бпэп / IU , где )(Е 3332 экэпкэп RIUU – напряжение на

эмиттерах транзисторов в режиме покоя; 3кэпU – напряжение коллектор-эмиттер транзистора VT3

в режиме покоя. Определение 3кэпU и 3эI выполняется в ходе графо-аналитического расчета

схемы.

В общей эмиттерной цепи транзисторов VT1 и VT2 включен источник заданного тока,

выполненный на транзисторах VT3, VT4 и резисторах 3R , 4

R и 5R . Транзистор VT4 в диодном

включении предназначен для повышения стабильности тока 3 эI при колебаниях температуры

окружающей среды путем термокомпенсации смещения вольт-амперных характеристик

транзистора VT3. В частности, с ростом температуры р-n перехода транзистора VT3 смещается

влево его входная характеристика (рис.1.4) и при неизменном напряжении бэпU возрастает ток

базы до значения бпI , соответственно увеличиваются токи эмиттера и коллектора.

Если установить при повышенной температуре напряжение бэпU , то величина базового

тока останется неизменной бпI , т. е. возникает необходимость в регулировке напряжения бэпU .

Такая регулировка выполняется автоматически путем изменения потенциала базы транзистора

VT3 относительно общей точки с помощью транзистора VT4. Для этого указанные транзисторы

выбираются одного типа и с одинаковыми параметрами.

Рис. 1.4. Смещение входной характеристики транзистора (пунктирная линия) с ростом

температуры p-n перехода и ее влияние на величину тока базы

Тогда с ростом температуры входная характеристика VT4 также смещается влево, в результате

уменьшается напряжение на базе VT3, что позволяет получить термостабилизацию токов в этом

транзисторе.

При подаче входного сигнала изменяется напряжение на коллекторе VT3, однако ток в

цепи коллектора должен оставаться неизменным с целью обеспечения качественной работы

усилителя. Стабилизация этого тока осуществляется путем включения в эмиттер транзистора

резистора 3R , в результате создается отрицательная обратная связь по току. Действие ООС

заключается в том, что с увеличением тока 3 эI создается дополнительное падение напряжения на

резисторе 3R с указанной на схеме полярностью. Это приводит к увеличению потенциала эмиттера

VT3 относительно общей точки, а следовательно к уменьшению напряжения база-эмиттер VT3. В

результате уменьшается базовый ток транзистора VT3, что препятствует увеличению тока 3 эI .

Таким образом, ООС обеспечивает стабилизацию тока 3 эI , причем точность стабилизации тем

выше, чем больше 3R и коэффициент передачи транзистора VT3 по току.

Если пренебречь током 3 бI , так как он существенно меньше, чем 3 эI , и принять 3 эI

3 кI эI , то можно записать уравнение баланса напряжений для контура из элементов VT3, VT4,

3R и 5R :

451333 бээ бэ +=+ URIRIU , (1.14)

где 54

2

54

421

кбэк ЕЕ

RRRR

UI

.

Из уравнения (1.14) находим выражение для определения 3 эI :

3

51

3

34513

бэ бэ э

R

RI

R

UURII

. (1.15)

Влиянием напряжений 3 бэU и 4 бэU можно пренебречь, так как они близки по величине и

входят в уравнение (1.15) с разными знаками.

Принцип усиления сигнала в данной схеме аналогичен ранее рассмотренному с

симметричным управлением. Несмотря на подключение базы VT2 через сопротивление 2/гR к

общей точке мгновенные значения токов сигнала гi в базах транзисторов практически равны, так

как протекают по указанному на схеме контуру.

Входное сопротивление транзистора равно:

)1(эбвх rrr . (1.16)

Действующее значение входного тока сигнала:

βrrR

еII

1 2 эбг

гвхг . (1.17)

Выходные напряжения сигнала на коллекторах транзисторов относительно общей точки с

учетом сопротивления нагрузки нR равны:

вхг

нгвых

22 1.

rR

RβeU

, (1.18)

где 2/)||2( нкн RRR – приведенное сопротивление нагрузки.

Коэффициент усиления каскада по выходам 1вых U , 2вых U :

вхг

н

г

вых

2К 1.2

1.2rR

Rβ

е

U U

. (1.19)

Коэффициент усиления по дифференциальному выходу:

вхг

н

г

д вых.д

2

2К

rR

Rβ

е

U U

. (1.20)

Отличительной особенностью дифференциального усилителя является также высокая

помехоустойчивость к синфазной помехе, которая наводит э.д.с. на его входных зажимах

совпадающие по фазе и мгновенному значению. Благодаря способности усилителя подавлять

такую помеху ее напряжение на выходе намного меньше, чем на входе. Рис. 1.5 иллюстрирует

подключение э.д.с. синфазной помехи вх.сU на входы усилителя относительно общей точки.

Рис. 1.5. Схема включения дифференциального усилителя при наличии синфазной помехи

В соответствии с мгновенным значением синфазной помехи изменяется напряжение на зажимах

реального источника заданного тока, что приводит к изменению в небольших пределах тока эI в

общей эмиттерной цепи транзисторов. В идеально сбалансированной схеме при гe = 0 и наличии

синфазной помехи на входе вх.сU получим на дифференциальном выходе усилителя значение

с вых.U = 0, так как приращения напряжений этой помехи на коллекторных выходах равны

Δ 1с вых.U = Δ 2с вых.U ,

где Δ 1с вых.U = 11 кс к. RI = 111 кс вх. RI ;

Δ 2с вых.U = 22 кс к. RI = 222 кс вх. RI .

В симметричной схеме справедливы равенства:

с к.с к.с к. 21 III ; с вх.с вх.с вх. 21 III ; 21 ; ккк 21 RRR .

Значение тока с вх.I близко к нулю, поскольку цепь тока синфазной помехи замыкается

через источник заданного тока эI с большим внутренним сопротивлением, откуда следует, что

приращение напряжений на коллекторах транзисторов незначительно Δ 1с вых.U = Δ 2с вых.U 0.

В случае идеального источника тока можно считать 0=Δ=Δ 21 с вх.с вх. II и соответственно

Δ 1с вых.U = Δ 2с вых.U = 0. Таким образом, эффективность подавления синфазной помехи

определяется симметрией плеч моста и качеством источника заданного тока.

Благодаря высокому значению входного сопротивления усилителя наводимая э.д.с.

синфазной помехи может достигать значительной величины, превышающей линейный

динамический диапазон его работы, что приведет к искажению выходного сигнала. При

разработке конструкции усилителя можно существенно снизить вероятность выхода этого

напряжения за пределы динамического диапазона.

Помехоустойчивость каскада характеризуется его способностью подавлять синфазную

помеху на фоне малого входного дифференциального сигнала гe и определяется коэффициентом

ослабления синфазной помехи:

дБ ,K

Klg20=K

д

синфос

U

(1.21)

где с вх.вых.ссинф /К UU – коэффициент синфазной передачи. В дифференциальных

усилителях значение осK обычно составляет 60 ÷ 80 дБ.

Дифференциальный усилительный каскад с динамической нагрузкой. Как показано

на рис. 1.6, в схеме данного усилителя вместо резисторов кR включены транзисторы VТ3, VТ4,

которые выполняют функцию динамической нагрузки. Это обеспечивает возможность

подключения нагрузки нR относительно общей точки и увеличение коэффициента усиления дKU

по напряжению, что важно при создании многокаскадных УПТ в интегральном исполнении.

Рис. 1.6. Схема дифференциального каскада с динамической нагрузкой

Режим покоя выбирается таким образом, чтобы при гe = = 0 падение напряжения

коллектор-эмиттер транзистора VT4 было равно 14 ккэ EU , тогда UВЫХ = 0, нI = 0, а токи

2/эккк 421 IIII . Транзистор VT3 имеет диодное включение, в результате ток 1 кI

транзистора VT1 создает падение на пряжение 3бэU . Поскольку транзисторы VT3 и VT4

идентичны по своим параметрам, а 3бэU = 4бэU , то токи 1 кI и 4 кI отключаются незначительно.

Такая взаимозависимость токов получила название “токовое зеркало”. Очевидно, что равенство

токов 1 кI и 4 кI сохраняется и при подаче входного сигнала гe , меняется только их значение.

Если напряжение сигнала положительное, то увеличивается ток 1бI и уменьшается 2бI .

Соответственно изменяются коллекторные токи:

1 кI = эI / 2 + IВХ ; 2 кI = эI / 2 – IВХ .

Учитывая равенство токов 1 кI = 4 кI , можно записать: эII =4 к / вхIβ + 2 , тогда ток нагрузки н

I =

4 кI – 2 кI = 2 IВХ , а напряжение на выходе равно UВЫХ = 2 IВХ RН .

Так как транзисторы VT1 и VT2 работают в противофазе, применение схемы токового

зеркала позволяет удвоить приращение тока в цепи нагрузки по сравнению с приращением токов в

коллекторных цепях этих транзисторов. С учетом данного свойства каскада, коэффициент

усиления по напряжению равен:

βrr R

βR

rR

βR

e

UU

1 2

2

2

2К

эбг

н

вхг

н

г

вых . (1.22)

Из выражения (1.22) следует, что при прочих равных условиях коэффициент UK в схеме

дифференциального каскада с динамической нагрузкой больше, чем в схеме рис. 1.3, так как нR >

нR . В многокаскадных усилителях интегральных схем нR является входным сопротивлением

следующего каскада, величина которого может составлять несколько сотен кОм, что позволяет

существенно увеличить UK . Реализация сопротивления кR подобной величины в интегральной

схеме каскада (рис. 1.3) потребует значительно большую площадь поверхности кристалла для

нанесения резистивного слоя.

Входное сопротивление дифференциального каскада на биполярных транзисторах, как

правило, лежит в пределах вхR = 1 10 кОм и зависит от типа транзисторов, выбранного

режима покоя, динамического диапазона сигнала, коэффициэнта передачи базового тока и

других факторов. В ряде случаев для использования таких каскадов в качестве входных, например,

при построении операционных усилителей требуется значение вхR = 1 10 МОм. Тогда

дифференциальный каскад выполняется на полевых транзисторах, схема которого аналогична

рассмотренной и не отличается по принципу действия.

В интегральной электронике на основе дифференциальных каскадов создаются УПТ с

непосредственной связью различного назначения без применения разделительных конденсаторов

и других реактивных элементов (при необходимости реактивные цепи коррекции включаются вне

микросхемы). В частности, с использованием таких каскадов изготовляются усилители звуковой

частоты, высокочастотные, широкополосные усилители импульсных сигналов, а также различного

типа генераторы.

2. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНОЙ УСТАНОВКИ

Лабораторная установка содержит блок дифференциального усилителя, источник питания

и необходимые для исследования приборы: генератор звуковой частоты; осциллограф С1-64А.

На передней панели блока усилителя изображена принципиальная схема

дифференциального каскада с источником заданного тока в эмиттерных цепях транзисторов

мостовой схемы. Сигналы на входа усилителя 1вх U и 2вх U коммутируются с помощью

соединительных проводов. Для балансировки каскада по постоянному току в схему введены

потенциометры R1 и R6 (рис. 1.3). Конденсаторы С1 и С2 применяются с целью исключения

влияния внутреннего сопротивления RГ источника сигнала на балансировку мостовой схемы.

Резисторы R4 и R5 обеспечивают протекание необходимого тока смещения в базах транзисторов

VT1 и VT2. Сопротивление R6 в эмиттерных цепях мало, поэтому не создает существенного

падения напряжения ООС.

3. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

3.1. Соберите на лабораторной установке принципиальную схему дифференциального

усилителя по рис. 3.1, используя соединительные проводники. После проверки собранной схемы

преподавателем включите установку.

Рис. 3.1. Принципиальная схема дифференциального усилителя лабораторной установки

3.2. Через 10 минут после включения напряжения питания и установления теплового

режима произведите балансировку усилителя в режиме постоянного тока. Для этого при гe = 0,

вращая поочередно в небольших пределах потенциометры R1 и R6, установите напряжение на

дифференциальном выходе вых.дU = 0. Измерение этого напряжения выполните с помощью

двулучевого осциллографа по методике, изложенной в описании лабораторной работы 1, раздел 2.

3.3. Выполните измерения постоянных напряжений на резисторах R2, R3, R4 и R5,

определите токи в их цепях и рассчитайте коэффициенты передачи по току 1 и 2 транзисторов

VT1 и VT2, приведите результаты измерений и расчета.

3.4. Подключите на вход 1вхU , как показано на рис. 3.1, синусоидальный сигнал от

внешнего генератора амплитудой 0,25 В и частотой 1 кГц, предварительно заземлив входную

клемму 2вхU . Изменяя в небольших пределах напряжение 1вхU , добейтесь неискаженного

максимального сигнала на дифференциальном выходе усилителя. Затем выполните измерение

коэффициентов усиления каскада по напряжению дKU , КU1 и КU2 соответственно по

дифференциальному выходу вых.дU и выходам 1выхU , 2выхU , приведите результаты измерений.

3.5. Снимите амплитудную характеристику усилителя двых U = F ( 1вхU ) при частоте

входного сигнала 1 кГц не менее, чем в восьми точках, включая область ограничения выходного

напряжения. Результаты измерений занесите в таблицу и постройте график.

3.6. Объедините клеммы входов 1вхU и 2вхU , подайте на них сигнал от генератора

относительно общей точки амплитудой 1 В и произведите измерение синфазной помехи на

дифференциальном выходе усилителя с вых.U и на выходах 1с вых.U , 2с вых.U . По данным

измерений определите коэффициенты передачи КСИ НФ и ослабления КО С синфазной помехи.

Результаты измерений и расчета приведите в таблице.

4. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА

4.1. Укажите название и цель работы.

4.2. В теоретической части изложите основные принципы построения дифференциальных

каскадов, укажите их отличительные особенности и область применения. Приведите

принципиальную схему дифференциального усилителя с динамической нагрузкой и опишите его

работу с использованием основных соотношений.

4.3. В практической части работы приведите принципиальную схему исследуемого

усилителя, укажите назначение отдельных элементов. После каждого выполненного пункта в

соответствии с разделом 3 приведите его описание, результаты измерений, таблицы и графики.

5. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

5.1. Каковы способы усиления постоянного и медленно изменяющегося сигналов?

5.2. Почему в многокаскадных УПТ с отрицательной обратной связью первый каскад

оказывает наибольшее влияние на дрейф нулевого уровня всего усилителя?

5.3. Каковы особенности построения УПТ на основе дифференциального усилителя с

симметричным управлением?

5.4. Каков принцип работы дифференциального каскада с несимметричным включением

входного сигнала?

5.5. Почему в общей эмиттерной цепи параллельно-балансных схем усиления включается

источник заданного тока?

5.6. Каков принцип работы источника заданного тока с термокомпенсацией?

5.7. Как задается режим работы дифференциального усилителя по постоянному току?

5.8. Каковы особенности построения дифференциального каскада с динамической

нагрузкой?

5.9. Какой физический смысл имеет термин "токовое зеркало" в схеме усилителя с

динамической нагрузкой?

5.10. Какие факторы и почему влияют на величину коэффициента ослабления синфазной

помехи?

Лабораторная работа № 6

ИССЛЕДОВАНИЕ СВОЙСТВ АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ

НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ

Цель работы – изучение характеристик операционного усилителя (ОУ) и его свойств,

причин погрешностей выполнения операций, принципов построения различных функциональных

узлов на базе ОУ, исследование работы инвертирующего, неинвертирующего сумматоров и

интегратора.

1. КРАТКИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ

Функциональное назначение и особенности ОУ. Операционный усилитель представляет

собой многокаскадный усилитель постоянного тока с коэффициентом усиления, достига-ющим

несколько сотен тысяч, он имеет инвертирующий и неинвертирующий входы и один выход.

Благодаря достижениям в области микроэлектроники выпускаются в настоящее время большое

разнообразие типов ОУ в интегральном исполнении. Они применяются в качестве

многофункциональных элементов в усилительной технике, устройствах формирования

аналоговых и импульсных сигналов, в стабилизаторах напряжения, для построения активных

фильтров, в системах автоматического управления и в другой аппаратуре различного назначения.

Одной из основных функций ОУ является также выполнение различных операций с аналоговыми

сигналами – суммирование, инвертирование, интегрирование, дифференцирование,

логарифмирование, решение системы дифференциальных уравнений с переключательными

функциями, преобразование тока в напряжение и других.

Условное обозначение ОУ в электронных схемах приведено на рис. 1.1. Здесь КU0 =

UВЫХ / UВХ – коэффициент усиления по напряжению для постоянных или медленно изменяющихся

сигналов. UВХ И – инвертирующий вход, UВХ Н – неинвертиру-ющий вход, в соответствии с

которыми формируется полярность напряжения на выходе UВЫХ .

Рис. 1.1. Условное обозначение ОУ

Напряжение питания ОУ, входной и выходной сигналы обычно двуполярные, что

отображают его передаточные характеристики по инвертирующему и неинвертирующему входам

UВЫХ = F (UВХ ), приведенные на рис. 1.2. При малых значениях входных сигналов эти

характеристики имеют линейный характер, с ростом UВХ происходит ограничение выходного

напряжения на уровне UВЫХ < EК и возникают нелинейные искажения.

Рис. 1.2. Передаточные характеристики ОУ

Данное обстоятельство следует учитывать при определении максимально допустимой

амплитуды выходного сигнала. Кроме этого, при UВХ = 0 на выходе ОУ может присутствовать

небольшое напряжение, которое обусловлено главным образом разбалансом мостовой схемы

входного дифференциального каскада. Устранить разбаланс можно путем подачи на

инвертирующий вход ОУ через резистор определенного напряжения смещения осмU . Однако это

напряжение может изменяться (дрейфовать) при воздействии дестабилизирующих факторов,

таких как изменение температуры окружающей среды (темпера турный дрейф), колебание

напряжения источника питания и старение элементов схемы. Обычно при обработке сигналов ОУ

охвачен цепью ООС, которая стабилизирует режим постоянного тока и существенно снижает

напряжение дрейфа нулевого уровня. В результате его значение становится пренебрежимо малым

на выходе усилителя по сравнению с полезным сигналом, что позволяет реализовать заданные

функции с необходимой точностью.

Работа ОУ в режиме переменного тока. В простейшем случае однокаскадный усилитель

можно представить (рис. 1.3) в виде инерционного звена первого порядка, где КU0 UВХ –

эквивалентный источник выходного сигнала [8].

Рис. 1.3. Эквивалентная схема ОУ

Если принять RН >> RВЫХ , что обычно имеет место на практике, то выражение для

комплексного коэффициента передачи ОУ будет иметь вид:

эвых+1

К=К

СRjω U0

U0

, (1.1)

где RВЫХ – выходное сопротивление усилителя; СЭ – эквивалентный конденсатор, отображающий

емкость p-n переходов транзисторов и распределенную емкость монтажа.

Для построения амплитудно-частотной характеристики усилителя необходимо найти

модуль комплексного коэффициента передачи по выражению:

2эвых +1

K=К

СR

U0U0

. (1.2)

На рис. 1.4, а приведена АЧХ усилителя КU0 ( ) = F ( f ), где значение коэффициента

усиления выражено в децибелах )(lg20)(К 0Бд UК , а частота – в логарифмическом

масштабе. Здесь срf – частота среза, при которой коэффициент передачи ОУ уменьшается до

значения 0Б 707,0lg20)(Кср.д UК . Частота 1

f соответствует частоте единичного усиления ОУ.

При подаче сигнала на неинвертирующий вход ОУ его фаза-частотная характеристика

( ) = F ( f ) описывается выражением:

( ) = – arctg RВЫХ СЭ . (1.3)

График ФЧХ приведен на рис. 1.4, б, откуда видно, что на частотах срf и 1

f запаздывание

выходного напряжения составляет соответственно 45 и около 90.

Рис. 1.4. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (б) характеристики однокаскадного

усилителя по неинвертирующему входу

Многокаскадный усилитель можно представить как цепочку последовательно включенных

каскадов, каждый из которых имеет свой коэффициент усиления и постоянную времени = RC,

аналогично рассмотренной схеме рис. 1.3. Модуль комплексного коэффициента передачи каждого

каскада и фазовый сдвиг сигнала определяется аналогичными выражениями (1.2), (1.3). Тогда

общий коэффициент усиления ОУ трех усилителей по модулю и суммарный фазовый сдвиг

найдем из выражений:

KU0 ( ) = KU 1 ( ) KU 2 ( ) KU 3 ( );

( ) = 1 ( ) + 2 ( ) + 3 ( ),

где KU 1 ( ), KU 2 ( ), KU 3 ( ) и 1 ( ), 2 ( ), 3 ( ) – коэффициенты усиления по напряжению

и фазовые сдвиги выходных сигналов отдельных каскадов.

Выполнив вычисления и построение АЧХ и ФЧХ всего усилителя, получим графики,

приведенные на рис. 1.5. Здесь АЧХ аппроксимирована отрезками для демонстрации изменения

крутизны спада характеристики на высоких частотах (рис.1.5, а). Каждый каскад усиления

представлен звеном первого порядка и создает спад АЧХ 6 дБ /октаву.

Рис. 1.5. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (б) характеристики многокаскадного

усилителя по инвертирующему входу

Параметры этих звеньев выбраны такими, чтобы их постоянные времени уменьшались от

первого звена к последнему. Поэтому на частотах выше 1 срf = 1/(2R ВЫХ1 С Э 1 ) спад АЧХ всего

усилителя составляет 6дБ/октаву и обусловлен только первым каскадом, а на частотах выше

2 срf = 1/ (2R В Ы Х 2 С Э 2 ) и 3 срf = 1/ (2R В Ы Х 3 С Э 3 ) спад составляет 12 и 18 дБ /октаву, вносимый

соответственно вторым и третьим каскадами.

Как следует из рис. 1.4, б, наибольшее отставание выходного сигнала по фазе в одном

каскаде составляет 90, а в трехкаскадном усилителе эта задержка равна 270. Если входной

сигнал подается на инвертирующий вход ОУ, то максимальная суммарная задержка по фазе

увеличивается на 180, как показано на рис. 1.5, б, и составляет около 450 на частоте f1 . Таким

образом, в диапазоне частот 1 срf 1f присутствует частота, фазовый сдвиг которой равен 360. В

этом случае при включении резистора между выходом усилителя и инвертирующим входом может

возникнуть его самовозбуждение из-за преобразования отрицательной обратной связи в

положительную.

Самовозбуждение возникает, если не выполняется условие KUOC = ОС KU0 < 1, где ОС и

КU0 – коэффициенты передачи соответственно звена обратной связи и усилителя. Для решения

практических задач необходимо применять такие звенья обратной связи, чтобы иметь KUOC >> 1.

Поэтому с целью обеспечения устойчивости усилителя при наличии ООС часто возникает

необходимость в коррекции параметров АЧХ и ФЧХ путем подключения дополнительных RC-

цепей непосредственно в микросхеме ОУ либо через ее внешние зажимы.

Причины погрешностей выполнения операций на основе ОУ. Точность выполнения

операций определяется в значительной мере отклонением параметров ОУ от идеальных значений.

Рассмотрим влияние некоторых из них на примере реализации операции суммирования. Схема

сумматора по инвертирующему входу ОУ приведена на рис. 1.6. Если собственный коэффициент

усиления ОУ (при разомкнутой ООС) достаточно большой, например, КU0 = 2105

, то потенциал

его суммиру-ющей точки U близок к нулю.

Рис. 1.6. Инвертирующий сумматор

В частности, при напряжении питания 5 В и максимальном выходном сигнале получим U

25 мкВ. При определении тока в цепи резисторов R1 , R2 ,…, R N можно пренебречь влиянием U

, если наименьшее значение суммируемого напряжения iUвх будет не менее 2,5 мВ, т. е.

погрешность составит около 1%. Тогда можно записать: I1 = UВХ 1 / R 1 ; I2 = UВХ 2 / R2 ; I N = UВХ N /

R N .

Входное сопротивление ОУ достаточно велико и изменяется от едениц кОм в схемах на

биполярных транзисторах до десятков МОм – на полевых транзисторах. Операцию суммирования

можно выполнить в широком диапазоне значений резисторов R1 ,…, R N , однако для обеспечения

точного суммирования токов необходимо выбрать эти резисторы такими, чтобы минимальное

значение любого из токов I1 ,…, I N было намного больше чем, входной ток усилителя IВХ.ОУ.

Например, при IВХ.ОУ = = 1нА , UВХ .МИН = 2,5 мВ и погрешности суммирования токов 1%

максимальное сопротивление R i МАК не должно превышать 25 кОм. В этом случае можно

принять, что ток IО С в цепи обратной связи ОУ равен: I O C I1 + I2 +…+ I N .

Резистор отрицательной обратной связи усилителя R О С может изменяться в зависимости о

требуемого коэффициента передачи сумматора, обычно он такого же порядка, что и входные

резисторы R i . Выходное сопротивление усилителя RВЫХ. ОУ без петли ООС относительно мало,

поскольку оконечный каскад выполняется, как правило, по схеме ОК. Для схемы на биполярных

транзисторах это сопротивление обычно не превышает нескольких сотен Ом. Ток IO C ,

протекающий в цепи ООС, создает падение напряжения на RО С , которое можно принять равным

UВЫХ при выполнении условий RВЫХ. О У << RН и U 0.

Отрицательная обратная связь приводит к увеличению входного и уменьшению выходного

сопротивлений ОУ в соответствии с выражениями:

RВХ.О С = RВХ.ОУ (1 + КU O ОС); (1.4)

RВЫХ.О С = RВЫХ.О У / (1 + КU О ОС), (1.5)

где RВХ.О У и RВЫХ.О У – входное и выходное сопротивления усилителя без ООС.

При конечном значении входного сопротивления ОУ и отсутствии сигналов на всех входах

сумматора, когда резисторы R1 ,…, R N заземлены через нулевое внутреннее сопротивление

источников сигнала, существуют небольшие начальные входные токи смещения по

инвертирующему I C М 1 и неинвертирующему I С М 2 входам усилителя. Значения этих токов зависят

от схемы входного дифференциального каскада. В частности, в схеме на биполярных транзисторах

они являются базовыми токами смещения, а в схеме на полевых транзисторах – токами утечки

затворов. В результате потенциал суммирующей точки U отличается от нулевого значения на

величину напряжения смещения U C М 1 , которое передается на выход UВЫХ.СМ = IСМ (R || RO C), где IСМ

= IСМ1 = IСМ2 , а R – результирующее сопротивление параллельно включенных резисторов R1 ,…,

RN . Компенсацию UСМ1 можно выполнить путем формирования на неинвертирующем входе

усилителя напряжения UСМ2 = UСМ1 , в цепи которого протекает ток IСМ2. Для этого данный вход

подключается к общей точке через резистор RО = R || RO C .

Знание изложенных свойств ОУ важно для понимания физических процессов при

выполнении математических операций с входными сигналами, а также вывода соотношений

коэффициентов передачи сигналов. Выражение для определения выходного напряжения

инвертирующего сумматора при КU O имеет вид:

N

N

R

U

R

U

R

URRIU ВХ

2

2 ВХ

1

1 ВХОСОСОСВЫХ +...++= . (1.6)

Если принять R1 = R2 = … = R N = R, то NUUUR

RU ВХ2 ВХ1 ВХ

ОСВЫХ +...++ . В случае

равенства R = RО С получим:

UВЫХ = – (UВХ 1 + UВХ 2 +…+ UВХ N ) (1.7)

Реальный ОУ имеет конечное значение коэффициента усиления по напряжению КU0 , что

необходимо учитывать в ряде практических случаев с целью оценки точности выполнения

математических операций. Рассмотрим вывод соотношения для определения UВЫХ.Р с учетом

значения КU0 в диапазоне частот сигналов, где остаются неизменными параметры транзисторов

усилителя и не влияют высокочастотные RC-цепи коррекции [9].

С учетом напряжения в суммирующей точке U и равенства I1 + I2 +…+ IN + IО С = 0 для

операции суммирования (рис. 1.6) можно записать:

0...ОС

ΣВЫХΣ ВХ

2

Σ2 ВХ

1

Σ1 ВХ

R

UU

R

UU

R

UU

R

UU

N

N .

Преобразуем данное выражение:

011

...11

...ОС

Р ВЫХ.

OC21

ВХ.

2

2 ВХ

1

1 ВХ

R

U

RRRRU

R

U

R

U

R

U

NN

N . Подставив значение U = – UВЫХ .Р

/ КU0 , найдем:

ОСОС21U0

ВХ22 ВХ11 ВХ

Р ВЫХ.111...111

...++

RRRRRK

RURURUU

N

NN

.

Отсюда

1+1+1+...+1+11

+...++

21OCO

ВХ22 ВХ11 ВХОС

Р ВЫХ.

N U

NN

RRRRK

RURURURU . (1.8)

Как видно из (1.8), при КU0 получим упрощенное выражение (1.6). Погрешность,

обусловленная КU0, определяется как разность между идеальным UВЫХ и реальным UВЫХ.Р значе

ниями выходной величины UВЫХ. П = UВЫХ – UВЫХ. Р .

При выполнении операций неинвертирующим сумматором выходные сигналы подаются,

как показано на рис. 1.7, через резисторы на неинвертирующий вход ОУ. Полагаем, что входные

токи усилителя IВХ. О У по обоим входам пренебрежимо малы и коэффициент KU0 . Тогда

напряжение UВХО на неинвертирующем входе усилителя будет пропорционально только токам

входных сигналов I1 ,…, IN , протекающих в цепях резисторов. При анализе работы данной схемы

следует помнить также одно из основных свойств ОУ: в сбалансированной схеме разность

потенциалов между инвертирующим и неинвертирующим входами U0 0. Поэтому соблюдается с

высокой точностью равенство сигналов UВХ 0 = U. С учетом данного свойства можно записать: IO

= IОС = UВХО /RО. При протекании тока обратной связи через резистор RO C создается падение

напряжения, которое складывается с UВХО . В результате выходное напряжение равно:

UВЫХ = I O C RO C + UВХО . (1.9)

Изменяя значения RO C или RO , можно масштабировать выходной сигнал суммы.

Рис. 1.7. Неинвертирующий сумматор

На основании изложенного принципа работы сумматора можно записать выражения : I1 +

I2 +…+ IN = 0 или

0... О ВХ ВХ

2

О ВХ2 ВХ

1

О ВХ1 ВХ

N

N

R

UU

R

UU

R

UU .

Откуда

N

NN

RRR

RURURUU

1+...+1+1

+...++=

21

ВХ22 ВХ11 ВХ

O ВХ. (1.10)

Выполнив подстановку выражений для IОС и UВХО в (1.9), найдем:

N

NN

RRR

RURURURRU

1...11

...+++1=

21

ВХ22 ВХ11 ВХ

OOCВЫХ

. (1.11)

В случае равенства R1 = R2 =…= R N получим:

N

UUUN

RRU

ВХ2 ВХ1 ВХ

OOC

ВЫХ+...++

1 , (1.12)

где N – число входов сумматора.

Интегратор и дифференциатор на ОУ. Функцию интегрирования можно реализовать по

схеме рис. 1.8, а при включении в цепь обратной связи ОУ конденсатора, а входной сигнал подать

на инвертирующий вход усилителя через резистор. Ток в цепи резистора R1, пропорциональный

мгновенному значению входного напряжения UВХ1 , протекает также через конденсатор СО С

обратной связи, создавая на нем интегральное значение напряжения. Так как потенциал

суммирующей точки U практически равен нулю, то напряжение на выходе UВЫХ равно

напряжению на этом конденсаторе.

На схеме рис. 1.8, б приведены временные диаграммы работы интегратора при

импульсном входном сигнале. В интервале времени t0 t1 подается на вход импульс

отрицательной полярности, в результате напряжение UВЫХ линейно нарастает. При скачкообразном

изменении полярности входного сигнала в момент t1 начинается спад напряжения UВЫХ , так как

изменяется направление тока через конденсатор на противоположное и уменьшается его заряд. В

момент t2 , когда UВХ.1 = 0, ток в цепи конденсатора становится равным нулю, и он сохраняет свой

заряд неизменным.

а)

б)

Рис. 1.8. Схема интегратора на ОУ (а) и его временные диаграммы работы (б)

В реальном интеграторе напряжение заряда конденсатора подвержено некоторому

изменению из-за дрейфа нулевого уровня ОУ, в результате искажается выходной сигнал.

Полностью исключить напряжение дрейфа в УПТ невозможно, поэтому стремятся уменьшить его

величину по отношению к полезному сигналу.

Так как IR 1 = IO C , работу интегратора можно описать дифференциальным уравнением:

dt

dUC

R

UВЫХ

OC

1

1 ВХ ,

откуда

t

UdtUCR

U0

О ВЫХВХ1

OC1

ВЫХ+

1, (1.13)

где UВЫХ 0 – начальное выходное напряжение интегратора (начальные условия) в момент tO подачи

входного сигнала.

Дифференцирование сигналов выполняется по схеме (рис. 1.9, а). Ток во входной цепи

определяется равенством:

IC = IO C = CdU ВХ /dt. Протекая через сопротивление обратной связи RO C , этот ток создает падение

напряжения, пропорциональное производной входного сигнала, поэтому для выходного

напряжения справедливо выражение:

dt

dUCRIU ВХ

OCOCOCВЫХ= R . (1.14)

Отличительной особенностью дифференциатора является его высокая чувствительность по

входу к импульсным и высокочастотным помехам. Это обусловлено относительно малым

реактивным сопротивлением конденсатора С для этих помех. В результате значительно возрастает

коэффициент передачи дифференциатора и напряжение помех на выходе, что может привести к

самовозбуждению усилителя.

Для обеспечения заданного соотношения сигнал-помеха на выходе дифференциатора, а

также его устойчивой работы включают во входную цепь и в цепь обратной связи

корректирующие элементы RК и СК , на рис. 1.9, а они показаны пунктиром. Эти элементы

снижают точность дифференцирования, поэтому для получения приемлемой точности они

выбираются такими, чтобы в рабочем диапазоне частот дифференциатора выполнялись условия:

1/ С >> RK ; 1/ C K >> R O C . На рис. 1.9, б приведены временные диаграммы работы

дифференциатора при подаче на его вход напряжения трапециидальной формы. В момент t0

начинает линейно нарастать положительное напряжение UВХ1 с постоянной скоростью dUВХ1 /dt

= = const. Благодаря инверсии знака сигнала производной на выходе дифференциатора

формируется отрицательный импульс неизменной амплитуды до момента t1 , пока линейно

нарастает UВХ1. В момент t1 изменяется скачком производная входного сигнала и становится

равной dUВХ.1 /dt = 0 до момента t2 . Соответственно в интервале t1 t2 имеем UВЫХ = 0. В момент

t2 изменяется знак производной, но ее величина остается неизменной до момента t3 , поэтому на

выходе дифференциатора формируется положительный импульс. Аналогично формируются

импульсы на интервале t3 t4 , только с меньшей амплитудой.

а)

б)

Рис. 1.9. Схема дифференциатора на ОУ (а) и его временные диаграммы работы (б)

2. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНОЙ УСТАНОВКИ

Лабораторная установка содержит блок операционного усилителя, источник питания и

необходимые приборы: генератор звуковой частоты; осциллограф С1-64А. На передней панели

блока изображены операционный усилитель и радиоэлементы с указанием их номинальных

значений, из которых собираются с помощью соединительных проводников исследуемые схемы.

На рис. 2.1 приведена принципиальная схема лабораторной установки. Сигналы на входа

могут подаваться поло-жительной и отрицательной полярности относительно общей

Рис. 2.1 Принципиальная схема лабораторной установки

Рис. 2.2. Инвертирующий сумматор

точки с помощью потенциометров RА, RB и RC. Набор элементов схемы во входной цепи ОУ и в

цепи обратной связи позволяет реализовать схему инвертирующего, неинвертирующего

сумматоров и интегратора. На рис. 2.2 приведена схема инвертиру- ющего сумматора от трех

источников сигналов, где неинвертирующий вход ОУ подключен через резистор R0 к общей точке.

Неинвертирующий сумматор двух сигналов выполнен по схеме рис. 2.3, которые подаются через

потенциометры RА и RB.

Рис. 2.3. Неинвертирующий сумматор

Рис. 2.4. Интегратор

Схема интегратора приведена на рис. 2.4. Здесь предусмотрена возможность его сброса в нулевое

состояние с помощью тум-блера Т, замыкающего цепь обратной связи ОУ через относительно

малое сопротивление R.

При выполнении лабораторной работы следует иметь в виду, что верхняя граница

линейного диапазона выходного напряжения ОУ не превышает 10 В.

3. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

3.1. Соберите на лабораторной установке принципиальную схему инвертирующего

сумматора по рис. 2.2, используя соединительные проводники. После проверки собранной схемы

преподавателем включите установку.

3.2. Установите с помощью потенциометров АR , ВR и СR напряжения входных сигналов

UВХ1 , UВХ2 и UВХ3 такой величины, чтобы суммарное напряжение на выходе ОУ не превышало

верхней границы его линейного диапазона.

3.3. Измерьте, используя осциллограф, напряжение на выходе инвертирующего сумматора

и запишите его значение. Данную операцию выполните трижды, приняв в качестве

окончательного результата среднеарифметическое значение UВЫХ.

3.4. Вычислите значение UВЫХ по формуле (1.6) и сравните результат расчета с

экспериментом. Опишите причины погрешности операции суммирования и вычислите ее в

процентном отношении.

3.5. Выключите лабораторную установку, соберите схему неинвертирующего сумматора

по рис. 2.3. После проверки собранной схемы преподавателем включите установку.

3.6. Установите с помощью потенциометров АR и ВR определенные значения

напряжений на входах сумматора UВХ1 и UВХ2. Измерьте напряжение на его выходе по пункту 3.3 и

вычислите значение UВЫХ по формуле (1.11). Определите погрешность выполнения операции

суммирования.

3.7. Выключите лабораторную установку, соберите схему интегратора по рис. 2.4. Тумблер

Т установите в положение, при котором цепь обратной связи замыкается через резистор R. После

проверки собранной схемы преподавателем включите установку.

3.8. Подключите на выход интегратора один вход осциллографа и установите скорость

развертки луча по горизонтали одно деление в секунду, а другой его вход подключите к

подвижному контакту потенциометра АR и установите напряжение на этом контакте, равное

нулю.

3.9. Выполняя периодически сброс выходного напряжения интегратора с помощью

тумблера T и устанавливая каждый раз при его замкнутом состоянии новое напряжение на

подвижном контакте АR , добейтесь такого значения напряжения на входе интегратора, чтобы при

разомкнутом состоянии тумблера скорость нарастания напряжения на выходе интегратора

составила 1 В/с.

Постройте эпюры входного и выходного сигналов с указанием момента t1 – начала

разомкнутого состояния тумблера Т и t2 – начала замкнутого состояния. Выполните расчет

скорости нарастания напряжения на выходе интегратора по выражению (1.13) и сравните

результаты расчета и эксперимента.

3.10. Снимите АЧХ интегратора КU = UВЫХ / UВХ = F ( f ) в восьми точках диапазона

частот 1 20 Гц при амплитудном значении входного сигнала 5 В. В каждой точке измерения

выполняйте сброс интегратора в нулевое состояние тумблером.

При снятии АЧХ выполняйте измерение только переменной составляющей выходного

сигнала интегратора, так как его постоянная составляющая изменяется в зависимости от момента

размыкания цепи обратной связи тумблером. Результаты измерений приведите в таблице и

постройте график.

3.11. Выполните с помощью двулучевого осциллографа измерение фазового сдвига между

входным и выходным напряжениями интегратора на частотах 2 и 10 Гц.

4. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА

4.1. Укажите название и цель работы.

4.2. В теоретической части приведите описание основных параметров и свойств

операционного усилителя, его АЧХ и ФЧХ. Изложите принципы выполнения операций

суммирования, интегрирования и дифференцирования, приведите основные соотношения.

Укажите причины возникновения погрешностей при выполнении операций.

4.3. В практической части работы приведите принципиальные схемы исследуемых

устройств при выполнении соответствующих пунктов раздела 3. После каждого выполненного

пункта приведите его описание, результаты измерений, таблицы, графики и вычисления

погрешностей.

5. КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

5.1. Назовите основные свойства операционного усилителя и количественные значения его

параметров.

5.2. Почему потенциал U суммирующей точки близок к нулю при работе ОУ в линейном

режиме?

5.3. Каков принцип работы схемы суммирования входных сигналов на ОУ?

5.4. Как влияет отрицательная обратная связь на параметры операционного усилителя?

5.5. Какие параметры ОУ влияют на точность выполнения математических операций и

почему?

5.6. Какие факторы ограничивают верхний частотный диапазон выполнения операции

суммирования?

5.7. Какими причинами обусловлен дрейф нулевого уровня интегратора?

5.8. Изложите принцип работы интегратора с использованием временных диаграмм

входных и выходных сигналов.

5.9. Какие параметры ОУ ограничивают частотный диапазон работы интегратора?

5.10. Каков принцип работы дифференциатора и в чем заключаются особенности его

работы?

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М.: Энергия, 1977. 672 с.

2. Забродин Ю. С. Промышленная электроника. М.: Высш. шк., 1982. 496 с.

3. Мелешкина Л. П. Руководство к лабораторным работам по основам промышленной электроники / Л. П.

Мелешкина, Г. Е. Алексеева, М. Л . Фрадкина. М.: Высш. шк., 1977. 256 с.

4. Виноградов Ю. В. Основы электронной и полупроводниковой техники. М.: Энергия, 1972. 536 с.

5. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства. М.: Связь, 1975. 384 с.

6. Мощные транзисторные устройства повышенной частоты / А. А. Алексанян,

Р. Х. Бальян, М. А. Сиверс и др. Л.: Энергоатомиздат, 1989. 176 с.

7. Гершунский Б. С. Справочник по расчету электронных схем. Киев: Вища шк., 1983. 240 с.

8. Фолькенберри Л. М. Применение операционных усилителей и линейных ИС. М.: Мир, 1985. 574 с.

9. Коган Б. Я. Электронные моделирующие устройства и их применение для исследования систем

автоматического регулирования. М.: Физматгиз, 1959. 492 с.

СОДЕРЖАНИЕ

Предисловие

Лабораторная работа № 1 Исследование усилительного каскада с общим эмиттером

Лабораторная работа № 2 Исследование усилительного каскада с общим коллектором

Лабораторная работа № 3 Исследование усилительного каскада с общей базой

Лабораторная работа № 4 Исследование двухтактного усилителя мощности

Лабораторная работа № 5 Исследование дифференциального усилителя

Лабораторная работа № 6 Исследование свойств аналоговых устройств на операционном

усилителе

Библиографический список

Учебное издание

Витковский Олег Павлович

Лабораторный практикум по схемотехнике аналоговых электронных устройств